CN107769554A - 开关电源装置的控制电路和开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种开关电源装置的控制电路，该控制电路通过导通/关断连接在输入电源和电感器之间的开关元件将从输入电源供给的第一DC电压转换为第二DC电压并且输出第二DC电压，该控制电路包括：驱动电路，当导通开关元件的控制信号被接收时，该驱动电路通过从多个驱动电压中的最低驱动电压开始按顺序将多个驱动电压供给到开关元件的控制端子来驱动开关元件。

Description

开关电源装置的控制电路和开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种开关电源装置的控制电路和开关电源装置。
背景技术
作为用于产生低于输入电压的稳定电压的方法，非绝缘型降压斩波电路被广泛使用。
例如，JP-A-2010-74972公开一种非绝缘型降压斩波电路，其将高栅极驱动电压供给到布置在高侧的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的栅极端子，直到设置在高侧的MOSFET导通，并且当MOSFET处于导通(ON)状态时降低栅极驱动电压，从而抑制在输出电压中产生的噪声。
在非绝缘型降压斩波电路中，在设置在高侧的MOSFET的栅极驱动电压升高并到达MOSFET的阈值电压以使MOSFET成为ON状态的时刻，大多数栅极充电电流通过MOSFET的漏极-至-栅极反馈电容流经漏极端子。因此，在设置在高侧的MOSFET的栅极电压的波形中出现电平差，并且设置在高侧的MOSFET的导通电阻快速增加。作为结果，根据在输入布线中产生的寄生电感，在降压斩波电路的输入端产生反电动势。
随着栅极驱动电压相对于设置在高侧的MOSFET的阈值电压变高，MOSFET的导通电阻的变化增加。因此，产生的反电动势趋于增加。根据反电动势，存在在输出电压中产生噪声或电路被损坏的可能性。
为了抑制反电动势的产生，将设置在高侧的MOSFET的栅极电压的波形的上升边缘的倾斜配置为平缓是有效的。然而，根据这种方法，开关损耗增加，因此功率转换效率降低。
在JP-A-2010-74972中描述的降压斩波电路中，高栅极驱动电压被供给到栅极端子，直到设置在高侧的MOSFET处于ON状态。因此，不能避免设置在高侧的MOSFET的阈值电压和栅极驱动电压之间的差异的增加，并且不能抑制反电动势的产生。
发明内容
本公开提供一种能够抑制反电动势的产生的开关电源装置的控制电路和包括该控制电路的开关电源装置。
根据本公开，一种开关电源装置的控制电路，该控制电路通过导通/关断连接在输入电源和电感器之间的开关元件将从输入电源供给的第一DC电压转换为第二DC电压并且输出第二DC电压，该控制电路包括：驱动电路，当导通开关元件的控制信号被接收时，该驱动电路通过从多个驱动电压中的最低驱动电压开始按顺序将多个驱动电压供给到开关元件的控制端子来驱动开关元件。
本公开的开关电源装置包括：上述开关电源装置的控制电路；以及由控制电路控制的开关元件。
根据本公开的开关电源装置的控制电路和开关电源装置，反电动势的产生被抑制，并且因此能够实现低噪声和高可靠性。
附图说明
从以下参照附图考虑的详细描述中，本公开的上述和附加特征和特性将变得更加显而易见，其中：
图1是根据本发明的实施例的开关电源装置的电路图；
图2是图1所示的开关电源装置的高侧驱动电路3的电路配置的示例；
图3是示出图2所示的电压差产生电路37的电路配置的示例的示图；
图4是示出图1所示的开关电源装置的操作的时序图；
图5是示出作为图2所示的电压差产生电路37的变型例的电压差产生电路37a的电路配置的示例的示图；
图6是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3a的电路配置的示图；
图7是示出图6所示的电压差产生电路37b的电路配置的示例的示图；
图8是示出包括图6所示的高侧驱动电路3a的开关电源装置的操作的时序图；
图9是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3b的电路配置的示图；以及
图10是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3c的电路配置的示图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图描述本发明的实施例。
[第一实施例]
图1是根据本发明的实施例的开关电源装置的电路图。
图1所示的开关电源装置包括控制电路100、电感器101、输出电容器102、输出负载103和自举电容器104。
供给第一DC电压Vi的输入电源连接到控制电路100的输入端子IN。
电感器101具有连接到控制电路100的开关端子SW的一端和连接到输出负载103的另一端。
自举电容器104具有连接到控制电路100的自举端子BS的一端和连接到开关端子SW和电感器101之间的连接点的另一端。
输出电容器102具有连接到电感器101和输出负载103之间的连接点的一端和接地的另一端。
输出负载103连接到电感器101和输出电容器102之间的连接点。
控制电路100包括：导通/关断控制单元(导通/关断控制器)1；电平移位电路2；高侧驱动电路3；用作开关元件的高侧MOSFET 4；低侧驱动电路5；低侧MOSFET 6；调节器7；以及防逆流二极管8。在控制电路100中，高侧MOSFET 4和低侧MOSFET 6可以在外部布置。
调节器7基于从输入端子IN供给的第一DC电压Vi产生电源电压并且输出产生的电源电压。调节器7通过防逆流二极管8和电平移位电路2对自举电容器104充电并且将电源电压供给到低侧驱动电路5。
防逆流二极管8的阳极连接到调节器7，并且防逆流二极管8的阴极连接到自举端子BS。高侧驱动电路3的电源端子连接到防逆流二极管8的阴极和自举端子BS之间的连接点。
导通/关断控制器1产生用于控制高侧MOSFET 4和低侧MOSFET 6的导通/关断的控制信号HSon。导通/关断控制器1将控制信号HSon供给到电平移位电路2和低侧驱动电路5。控制信号HSon是高电平和低电平交替重复的信号。高电平的控制信号HSon是导通高侧MOSFET 4并且关断低侧MOSFET 6的控制信号。低电平的控制信号HSon是关断高侧MOSFET 4并且导通低侧MOSFET 6的控制信号。
图1所示的开关电源装置使用从导通/关断控制器1供给的控制信号HSon使高侧MOSFET 4和低侧MOSFET 6交替地操作以被切换，从而将从输入电源供给的第一DC电压Vi转换为第二DC电压Vo并且然后将第二DC电压供给到输出负载103。
电平移位电路2包括电平移位Nch-MOSFET 21、电阻器22、二极管23、电阻器24和逆变器25。
电平移位Nch-MOSFET 21的栅极端子连接到导通/关断控制器1的输出。电平移位Nch-MOSFET 21的漏极端子连接到电阻器24的一端。电平移位Nch-MOSFET 21的源极端子连接到电阻器22的一端。
电阻器22的另一端接地，并且电阻器24的另一端连接到防逆流二极管8的阴极和自举端子BS之间的连接点。
二极管23的阴极连接到电平移位Nch-MOSFET 21的漏极端子和电阻器24之间的连接点。二极管23的阳极连接到高侧MOSFET 4的源极端子和低侧MOSFET 6的漏极端子之间的连接点。
逆变器25的输入端子连接到电阻器24和电平移位Nch-MOSFET 21的漏极端子之间的连接点。逆变器25的输出端子连接到高侧驱动电路3的输入端子。
在从导通/关断控制器1输入的控制信号HSon处于低电平的状态下，电平移位Nch-MOSFET 21处于关断(OFF)状态并且逆变器25的输入处于高电平。因此，电平移位电路2将低电平的控制信号HSon’供给到高侧驱动电路3。在该状态下，自举电容器104通过防逆流二极管8被充电。
另一方面，在从导通/关断控制器1输入的控制信号HSon处于高电平的状态下，电平移位Nch-MOSFET 21处于ON状态并且逆变器25的输入处于低电平。因此，电平移位电路2将高电平的控制信号HSon’供给到高侧驱动电路3。因此，控制信号HSon’成为与控制信号HSon同步的信号，并成为用于驱动高侧MOSFET 4的控制信号。
高侧驱动电路3的输出端子连接到高侧MOSFET 4的栅极端子。在从电平移位电路2输入的控制信号HSon’处于高电平的状态下，高侧驱动电路3使用从自举电容器104供给的电源电压Vreg来操作。
高侧MOSFET4的漏极端子连接到输入端子IN，并且高侧MOSFET 4的源极端子连接到低侧MOSFET 6的漏极端子。高侧MOSFET 4通过使用低侧驱动电路5来控制栅极端子的电压从而被驱动为导通/关断。高侧MOSFET 4的栅极端子用作控制端子。
低侧驱动电路5的输入端子连接到导通/关断控制器1的输出端子，并且低侧驱动电路5的输出端子连接到低侧MOSFET 6的栅极端子。低侧驱动电路5使用从调节器7供给的电源电压来操作。
低侧MOSFET 6的漏极端子连接到高侧MOSFET 4的源极端子，并且低侧MOSFET 6的源极端子连接到控制电路100的接地端子GND。接地端子GND接地。
高侧MOSFET 4的源极端子和低侧MOSFET 6的漏极端子之间的连接点连接到分别配置电平移位电路2和开关端子SW的二极管23的阳极。
图2是图1所示的开关电源装置的高侧驱动电路3的电路配置的示例。图2所示的栅极端子Hgate表示图1所示的高侧MOSFET 4的栅极端子。
高侧驱动电路3包括副驱动电路40、主驱动电路41和输出延迟预先预定的时间的控制信号HSon’的延迟电路(DELAY)42。
副驱动电路40包括逆变器35、Pch-MOSFET 36和电压差产生电路37。
电压差产生电路37是从输入到自举端子BS的电源电压Vreg产生低于电源电压Vreg的第一驱动电压并且因此将第一驱动电压供给到栅极端子Hgate的电路。
第一驱动电压被设置成等于或高于导通高侧MOSFET 4所需的阈值电压Vth的值。电压差产生电路37用作电压产生电路。
Pch-MOSFET 36的源极端子连接到自举端子BS，并且Pch-MOSFET 36的漏极端子连接到电压差产生电路37的输入端子。电压差产生电路37的输出端子连接到栅极端子Hgate。
逆变器35的输入端子连接到图1所示的逆变器25的输出端子，并且逆变器35的输出端子连接到Pch-MOSFET 36的栅极端子。
主驱动电路41包括逆变器30、Nch-MOSFET 31、AND电路32、逆变器33和Pch-MOSFET34。
Nch-MOSFET 31的源极端子连接到开关端子SW，并且Nch-MOSFET 31的漏极端子连接到Pch-MOSFET 34的源极端子。Nch-MOSFET 31的漏极端子和Pch-MOSFET 34的源极端子之间的连接点连接到栅极端子Hgate。Pch-MOSFET 34的漏极端子连接到自举端子BS。
逆变器30的输入端子连接到图1所示的逆变器25的输出端子，并且逆变器30的输出端子连接到Nch-MOSFET 31的栅极端子。
图1所示的逆变器25的输出端子连接到AND电路32的一个输入端子，并且延迟电路42的输出连接到AND电路32的另一个输入端子。AND电路32的输出端子连接到逆变器33的输入端子。图1所示的逆变器25的输出端子连接到延迟电路42的输入端子。
逆变器33的输出端子连接到Pch-MOSFET 34的栅极端子。
在高侧驱动电路3中，当控制信号HSon’s从低电平变化到高电平时，Nch-MOSFET31通过逆变器30关断，Pch-MOSFET 36通过逆变器35导通，并且由电压差产生电路37产生的第一驱动电压从电源电压Vreg被供给到栅极端子Hgate。此后，当由延迟电路42确定的延迟时间经过时，Pch-MOSFET 34通过AND电路32和逆变器33导通，并且作为第二驱动电压的电源电压Vreg被供给到栅极端子Hgate。
当作为导通高侧MOSFET 4的控制信号的高电平的控制信号HSon’s被接收时，高侧驱动电路3按从较低的驱动电压开始的顺序将第一驱动电压和第二驱动电压供给到高侧MOSFET 4的栅极端子。
图3是示出图2所示的电压差产生电路37的电路配置的示例的示图。
电压差产生电路37包括NPN晶体管371、电阻器372和电阻器373，并且通过使用这样的部件来配置VBE乘法器电路。电压差产生电路37用作通过降低电源电压Vreg产生第一驱动电压和第二驱动电压中的最低驱动电压(即，第一驱动电压)的电压生成电路。
NPN晶体管371的集电极端子连接到Pch-MOSFET 36的漏极端子Va，并且NPN晶体管371的发射极端子连接到栅极端子Hgate。
电阻器372和电阻器373串联连接，并且由电阻器372和电阻器373配置的串联电路的一端连接到NPN晶体管371的集电极端子，并且串联电路的另一端连接到NPN晶体管371的发射极端子。NPN晶体管371的基极端子连接到电阻器372和电阻器373之间的连接点。
电压差产生电路37可以通过调节电阻器372和电阻器373的电阻值之间的比率来产生期望的电压差ΔV(漏极端子Va的电压-栅极端子Hgate的电压)。
电阻器372和电阻器373之间的比率被设置为使得通过从电源电压Vreg减去电压差ΔV而获得的值在等于或高于高侧MOSFET 4的阈值电压Vth并低于电源电压Vreg的范围内。
接下来，将参照图4描述图1所示的开关电源装置的操作。
图4所示的“HSon”表示控制信号HSon的变化。图4所示的“Hgate”表示高侧MOSFET4的栅极电压的变化。图4所示的“SW”表示开关端子SW的电压的变化。图4所示的“驱动电压”表示从高侧驱动电路3供给到栅极端子Hgate的驱动电压的变化。
在当从导通/关断控制器1供给的控制信号HSon处于低电平时的定时(timing)时，低侧驱动电路5导通低侧MOSFET 6。同时，高侧驱动电路3被配置为具有用于通过电平移位电路2关断高侧MOSFET 4的逻辑，并且因此开关端子SW的电压处于低电平。此时，自举电容器104通过从调节器7接收电流的供给而被充电。
当从导通/关断控制器1供给的控制信号HSon从低电平变为高电平时，电平移位Nch-MOSFET 21导通。因此，逆变器25的输入电压变为低电平，高侧驱动电路3的控制信号HSon’变为高电平。
在高侧驱动电路3中，当控制信号HSon’s从低电平变为高电平时，首先，Nch-MOSFET 31通过逆变器30关断，并且Pch-MOSFET 36通过逆变器35导通。
紧接Pch-MOSFET 36被导通之后的栅极端子Hgate的电压是通过从自举端子BS和开关端子SW之间的电压(电源电压Vreg)减去由电压差产生电路37产生的电压差ΔV而获得的电压(图4所示的“Vreg-ΔV”)，并且然后高侧MOSFET 4被驱动。
在下文中，将描述在高侧MOSFET 4的栅极和漏极之间产生的反馈电容与反电动势之间的关系。
反馈电容Crss近似于通过将高侧MOSFET 4的栅极-至-漏极电容Cgd乘以高侧MOSFET 4的增益(几乎等于Gm×Ro)而获得的值并且可以如下表示。
Crss≈Cgd×Gm×Ro…(1)
此处，“Gm”是高侧MOSFET 4的跨导，“Ro”表示从高侧MOSFET 4的漏极端子角度看的阻抗。当Kp是基于进程或元件尺寸确定的常数，并且供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的驱动电压为Vgs时，跨导Gm可以如下表示。
Gm≈Kp×(Vgs-Vth)…(2)
如等式(2)表示的跨导Gm与高侧MOSFET 4的阈值电压Vth和高侧MOSFET 4的驱动电压Vgs之间的差成比例。如等式(1)表示的反馈电容Crss趋于随跨导Gm增加而增加。
如上所述，如果在导通高侧MOSFET 4之后立即将供给到栅极端子Hgate的驱动电压Vgs设置成尽可能低同时确保导通高侧MOSFET的最低限度的电压，则反馈电容减小并且反电动势可减小。
在图4所示的示例中，由于第一驱动电压(Vreg-ΔV)具有稍大于高侧MOSFET 4的阈值电压Vth的值，因此反电动势根据通过从第一驱动电压(Vreg-ΔV)减去阈值电压Vth获得的电压的大小而被产生。然而，由于该电压足够低于通过从电源电压Vreg减去阈值电压Vth所获得的电压，因此反电动势小于仅使用电源电压Vreg驱动高侧MOSFET 4的情况的反电动势，从而噪声可以被抑制。
当在控制信号HSon’从低电平变为高电平之后由延迟电路42确定的延迟时间段(图4所示的“延迟时间”)经过时，Pch-MOSFET 34通过AND电路32和逆变器33导通。因此，足以降低高侧MOSFET 4的导通电阻的第二驱动电压(电源电压Vreg)被供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate。
根据上述一系列操作，当控制信号HSon’从低电平变为高电平时，供给到栅极端子Hgate的驱动电压以最低电压到最高电压的顺序在两级中变化。因此，在紧接使高侧MOSFET4被导通之后的状态下，通过将反馈电容抑制为低来减小反电动势，从而低噪声可以被实现。另外，通过减小反电动势，开关端子SW的耐久性可以被提高，从而控制电路100的可靠性可以被提高。
上述反电动势在高侧MOSFET 4从OFF状态变为ON状态之后不久未被产生。由于在将驱动电压供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate之后直到反电动势消失的时间是实验已知的，因此通过将延迟电路42中设置的延迟时间设置成此时间或更长时间，可以防止第二驱动电压被供给到栅极端子Hgate的情况下的反电动势的产生。
图2所示的电压差产生电路37可以是能够将电源电压Vreg降低期望量的电路，并且例如可以由一个电阻器、二极管等来配置。
在上述说明中，尽管当控制信号HSon’从低电平变为高电平时，供给到栅极端子Hgate的驱动电压在两级中变化，但驱动电压不限于此。因此，可以通过将驱动电压在三级或更多级中改变来驱动高侧MOSFET 4。
在下文中，将描述在通过在三级中改变驱动电压来驱动高侧MOSFET 4的情况下采用的配置。
图5是示出作为图2所示的电压差产生电路37的变型例的电压差产生电路37a的电路配置的示例的示图。电压差产生电路37a用作通过降低电源电压Vreg而产生三个驱动电压之中的最低驱动电压的电压产生电路。
图5所示的电压差产生电路37a包括NPN晶体管371、电阻器372a、电阻器372b、电阻器373、开关374和延迟电路(Delay’)375。
NPN晶体管371的集电极端子连接到Pch-MOSFET 36的漏极端子Va。NPN晶体管371的发射极端子连接到栅极端子Hgate。
电阻器372a、372b和373按所述的顺序串联连接。
相对于电阻器372a和372b之间的连接点侧的端子连接到NPN晶体管371的集电极端子。相对于电阻器373和372b之间的连接点侧的端子连接到NPN晶体管371的发射极端子。NPN晶体管371的基极端子连接到电阻器372b和电阻器373之间的连接点。
开关374连接在电阻器372a和372b之间的连接点与电阻器372a和漏极端子Va之间的连接点之间。开关374根据延迟电路375的输出信号来控制，并且当该输出信号处于高电平时处于ON状态并且当该输出信号处于低电平时处于OFF状态。
延迟电路375的输入端子连接到图1所示的逆变器25的输出端子，并且将输入控制信号HSon’延迟短于图2所示的延迟电路42中设置的延迟时间的第二延迟时间。
根据这种配置，紧接在控制信号HSon’s从低电平切换到高电平之后，开关374处于OFF状态。因此，电压差ΔV具有第一值，并且通过从电源电压Vreg减去第一值而获得的最低驱动电压被供给到栅极端子Hgate。
当延迟电路375中设置的第二延迟时间从控制信号HSon’从低电平完全切换到高电平经过时，开关374处于ON状态。因此，电压差ΔV具有小于第一值的第二值，并且通过从电源电压Vreg减去第二值而获得的中间驱动电压被供给到栅极端子Hgate。
当延迟电路42中设置的延迟时间从控制信号HSon’从低电平完全切换到高电平经过时，电源电压Vreg被供给到栅极端子Hgate。
上述最低驱动电压被设置成高侧MOSFET 4的阈值电压Vth或更高并且低于中间驱动电压。以该方式，当控制信号HSon’从低电平切换到高电平时，还通过按照最低驱动电压、中间驱动电压和电源电压Vreg的顺序驱动高侧MOSFET 4，反电动势的产生可以被抑制。
如上所述，当控制信号HSon’s从低电平切换到高电平时，高侧驱动电路3通过将包括等于或高于高侧MOSFET 4的阈值电压Vth的驱动电压和高于该驱动电压的至少一个驱动电压的多个驱动电压按照从最低电压开始的顺序供给到高端MOSFET 4的栅极端子来驱动高侧MOSFET 4。因此，开关电源装置的低噪声和高可靠性可以被实现。
另外，如果多个驱动电压中的最低驱动电压被设置成与高侧MOSFET 4的阈值电压Vth相同的值，则原则上不产生反电动势，并且因此能够最大程度地降低噪声。
[第二实施例]
图6是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3a的电路配置的示图。在图6中，相同的附图标记被分配给与图2所示的配置相同的配置，并且将不呈现其描述。
除了用副驱动电路40a代替副驱动电路40之外，高侧驱动电路3a具有与图2所示的高侧驱动电路3相同的配置。
除了用电压差产生电路37b代替电压差产生电路37以外，副驱动电路40a具有与副驱动电路40相同的配置，因此将仅描述电压差产生电路37b。电压差产生电路37b用作通过降低电源电压Vreg而产生第一驱动电压和第二驱动电压中的最低驱动电压(换言之，第一驱动电压)的电压产生电路。
图7是示出图6所示的电压差产生电路37b的电路配置的示例的示图。在图7中，相同的附图标记被分配给与图3所示的配置相同的配置。
电压差产生电路37b包括NPN晶体管371、电阻器372和Nch-MOSFET 376。
NPN晶体管371的集电极端子连接到Pch-MOSFET 36的漏极端子Va，并且NPN晶体管371的发射极端子连接到栅极端子Hgate。
电阻器372的一端连接到NPN晶体管371的集电极端子，并且电阻器372的另一端连接到Nch-MOSFET 376的漏极端子。电阻器372和Nch-MOSFET 376的漏极端子之间的连接点连接到NPN晶体管371的基极端子。
Nch-MOSFET 376的栅极端子连接到NPN晶体管371的发射极端子和栅极端子Hgate之间的连接点。Nch-MOSFET 376的源极端子连接到开关端子SW。
以该方式配置的电压差产生电路37b基于流经Nch-MOSFET 376的电流来执行电压差ΔV的值的控制，使得供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的第一驱动电压接近高侧MOSFET 4的阈值电压Vth。
接下来，将参照图8描述包括图6所示的高侧驱动电路3a的开关电源装置的操作。
当从导通/关断控制器1供给的控制信号HSon从低电平变为高电平时，电平移位Nch-MOSFET 21导通。因此，逆变器25的输入电压变为低电平，并且高侧驱动电路3的控制信号HSon’变为高电平。
在高侧驱动电路3中，当控制信号HSon’s从低电平变为高电平时，首先，Nch-MOSFET 31通过逆变器30关断，并且Pch-MOSFET 36通过逆变器35导通。
紧接Pch-MOSFET 36被导通之后被供给到栅极端子Hgate的第一驱动电压是通过从自举端子BS和开关端子SW之间的电压(电源电压Vreg)减去由电压差产生电路37b产生的初始电压差ΔV而获得的电压。因此，高侧MOSFET 4被驱动，并且高侧MOSFET 4被导通。
紧接控制信号HSon’从低电平切换到高电平之后由电压差产生电路37b产生的初始电压差ΔV被设置成使得通过从电源电压Vreg减去电压差ΔV而获得的值大于高侧MOSFET 4的阈值电压Vth。
当高侧MOSFET 4导通时，根据流经高侧MOSFET 4的漏极端子的电流(漏极电流)的感测电流也流经Nch-MOSFET 376。因此，在电阻器372的两端之间产生电位差，并且根据电位差来控制NPN晶体管371的基极电压和发射极电压。
当高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的电压高于阈值电压Vth时，高侧MOSFET 4的漏极电流增加，并且因此感测电流也增加，由此电阻器372的电位差增加。因此，NPN晶体管371的基极电压被控制为低。作为结果，供给到栅极端子Hgate的第一驱动电压被控制为低。
另一方面，当高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的电压低于阈值电压Vth时，高侧MOSFET 4的漏极电流减小，并且因此感测电流也减小，由此电阻器372的电位差减小。因此，NPN晶体管371的基极电压被控制为高。作为结果，供给到栅极端子Hgate的第一驱动电压被控制为低。
根据上述一系列操作，基于根据高侧MOSFET 4的漏极电流的感测电流来控制电压差ΔV。因此，供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的第一驱动电压被反馈并被控制为与阈值电压Vth大致相同。因此，反电动势的产生可以被完全抑制。
[第三实施例]
图9是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3b的电路配置的示图。在图9中，相同的附图标记被分配给与图2所示的配置相同的配置，并且将不呈现其描述。
除了添加导通检测(on-detection)电路43之外，高侧驱动电路3b具有与高侧驱动电路3相同的配置。
导通检测电路43包括Nch-MOSFET 50、电阻器51和配置检测流经高侧MOSFET 4的电流的电流检测电路的逆变器52。
Nch-MOSFET 50的栅极端子连接到Nch-MOSFET 31和Pch-MOSFET 34之间的连接点。Nch-MOSFET 50的源极端子连接到开关端子SW，并且Nch-MOSFET 50的漏极端子连接到电阻器51的一端。
电阻器51的另一端连接到自举端子BS。
逆变器52的输入端子连接到电阻器51和Nch-MOSFET 50之间的连接点，并且逆变器52的输出端子连接到延迟电路42。
接下来，将描述包括图9所示的高侧驱动电路3b的开关电源装置的操作。
当从导通/关断控制器1供给的控制信号HSon从低电平变为高电平时，电平移位Nch-MOSFET 21导通。因此，逆变器25的输入电压变为低电平，并且高侧驱动电路3的控制信号HSon’变为高电平。
在高侧驱动电路3中，当控制信号HSon’s从低电平变为高电平时，首先，Nch-MOSFET 31通过逆变器30关断，并且Pch-MOSFET 36通过逆变器35导通。因此，第一驱动电压被供给到栅极端子Hgate，并且高侧MOSFET 4被导通。
此处，与供给到高侧MOSFET 4的栅极端子Hgate的第一驱动电压相同的电压被供给到Nch-MOSFET 50的栅极端子。类似于高侧MOSFET 4的源极端子，Nch-MOSFET 50的源极端子连接到开关端子SW。为此，根据流经高侧MOSFET 4的漏极端子的漏极电流的感测电流(电流检测信号)流经Nch-MOSFET 50的漏极端子。
当感测电流开始流经Nch-MOSFET 50的漏极端子，并且该感测电流超过高侧MOSFET 4确定为导通的检测阈值时，逆变器52的输出变为高电平。此后，当延迟电路42中设置的延迟时间经过并且Pch-MOSFET 34被导通时，第二驱动电压(电源电压)被供给到栅极端子Hgate。
以该方式，导通检测电路43可以基于根据高侧MOSFET 4的漏极电流的感测电流(电流检测信号)精确地检测当高侧MOSFET 4导通时的定时。因此，延迟电路42中设置的延迟时间可以被缩短，并且开关损失的发生可以被抑制。因此，高功率转换效率可以被实现。
另外，在图9所示的电路配置中，可以配置成使得将延迟电路42省略并且逆变器52的输出端子直接连接到AND电路32的输入端子。在该情况下，当高侧MOSFET 4被导通时，Pch-MOSFET 34立即被导通。根据此配置，更高的功率转换效率可以被实现。
[第四实施例]
图10是示出作为图2所示的高侧驱动电路3的变型例的高侧驱动电路3c的电路配置的示图。在图10中，相同的附图标记被分配给与图6和图9所示的配置相同的配置，并且将不呈现其描述。
除了添加导通检测电路43之外，高侧驱动电路3c具有与图6所示的高侧驱动电路3a相同的配置。
根据该配置，可以获得第二实施例中描述的效果和第三实施例中描述的效果。
类似于第三实施例，在图10所示的配置中，可以采用其中延迟电路42被省略并且逆变器52的输出端子直接连接到AND电路32的配置。
在上述实施例中，Pch-MOSFET 36用作第一副开关元件，Pch-MOSFET 34用作第二副开关元件。另外，高侧驱动电路3、3a、3b和3c中的每一个用作驱动电路。
在上述实施例中，虽然已经描述本发明被应用于驱动高侧MOSFET 4的高侧驱动电路3的情况，但是本发明可以被应用于驱动低侧MOSFET 6的低侧驱动电路5。
如上所述，虽然在具体实施例中已经描述本公开，但是上述实施例仅仅是示例，并且因此显而易见的是，可以在不脱离本公开的概念的范围内在其中进行改变。
如上所述，在本文中呈现的描述中，公开以下项目。
(1)一种开关电源装置的控制电路，该控制电路通过导通/关断连接在输入电源和电感器之间的开关元件将从输入电源供给的第一DC电压转换为第二DC电压并且输出第二DC电压，该控制电路包括：驱动电路，当导通开关元件的控制信号被接收时，该驱动电路通过从多个驱动电压中的最低驱动电压开始按顺序将多个驱动电压供给到开关元件的控制端子来驱动开关元件。
(2)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，多个驱动电压中的最低驱动电压为开关元件的阈值电压或更高。
(3)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，驱动电路将多个驱动电压中的最低驱动电压供给到控制端子，直到在控制信号被接收之后经过预先预定的时间。
(4)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，驱动电路包括检测流经开关元件的电流的电流检测电路，并且在控制信号被接收的状态下，驱动电路将多个驱动电压中的最低驱动电压供给到控制端子，直到由电流检测电路检测的电流检测信号到达检测阈值。
(5)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，驱动电路包括通过降低供给的电源电压来产生多个驱动电压中的最低驱动电压的电压产生电路，并且电压产生电路基于流经开关元件的电流执行使供给到控制端子的最低驱动电压接近开关元件的阈值电压的控制。
(6)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，其中驱动电路包括：电压产生电路，其通过降低供给的电源电压来产生第一驱动电压；第一副开关元件，其响应于控制信号的输入而将由电压产生电路产生的第一驱动电压供给到控制端子；延迟电路，其延迟控制信号；以及第二副开关元件，其响应于接收由延迟电路延迟的延迟控制信号的接收将电源电压供给到控制端子作为第二驱动电压。
(7)在(6)所述的开关电源装置的控制电路中，当第一驱动电压正被供给到控制端子时，电压产生电路基于流经开关元件的电流执行用于使供给到控制端子的第一驱动电压接近开关元件的阈值电压的控制。
(8)在(1)所述的开关电源装置的控制电路中，驱动电路包括：电压产生电路，其通过降低供给的电源电压来产生第一驱动电压；第一副开关元件，其响应于控制信号的输入而将由电压产生电路产生的第一驱动电压供给到控制端子；电流检测电路，其检测流经开关元件的电流；以及第二副开关元件，其在输入控制信号的状态下响应于由电流检测电路检测的电流检测信号到达检测阈值来将电源电压供给到控制端子作为第二驱动电压。
(9)在(8)所述的开关电源装置的控制电路中，当第一驱动电压正被供给到控制端子时，电压产生电路基于流经开关元件的电流执行用于使供给到控制端子的第一驱动电压接近开关元件的阈值电压的控制。
(10)一种开关电源装置包括：(1)所述的开关电源装置的控制电路；以及由控制电路控制的开关元件。

Claims (10)

1.一种开关电源装置的控制电路，所述控制电路通过导通/关断连接在输入电源和电感器之间的开关元件将从所述输入电源供给的第一DC电压转换为第二DC电压并且输出所述第二DC电压，所述控制电路包括：
驱动电路，当导通所述开关元件的控制信号被接收时，所述驱动电路通过从多个驱动电压中的最低驱动电压开始按顺序将所述多个驱动电压供给到所述开关元件的控制端子来驱动所述开关元件。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，
其中所述多个驱动电压中的最低驱动电压为所述开关元件的阈值电压或更高。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，
其中所述驱动电路将所述多个驱动电压中的最低驱动电压供给到所述控制端子，直到在所述控制信号被接收之后经过预先预定的时间。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，
其中所述驱动电路包括检测流经所述开关元件的电流的电流检测电路，以及
其中在所述控制信号被接收的状态下，所述驱动电路将所述多个驱动电压中的最低驱动电压供给到所述控制端子，直到由所述电流检测电路检测的电流检测信号到达检测阈值。
5.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，其中所述驱动电路包括电压产生电路，所述电压产生电路通过降低供给的电源电压产生所述多个驱动电压中的最低驱动电压，以及
其中所述电压产生电路基于流经所述开关元件的电流执行用于使供给到所述控制端子的所述最低驱动电压接近所述开关元件的阈值电压的控制。
6.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，
其中所述驱动电路包括：
电压产生电路，其通过降低供给的电源电压来产生第一驱动电压；
第一副开关元件，其响应于所述控制信号的输入而将由所述电压产生电路产生的所述第一驱动电压供给到所述控制端子；
延迟电路，其延迟所述控制信号；以及
第二副开关元件，其响应于接收由所述延迟电路延迟的延迟控制信号的接收将所述电源电压供给到所述控制端子作为第二驱动电压。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置的控制电路，
其中当所述第一驱动电压被供给到所述控制端子时，所述电压产生电路基于流经所述开关元件的电流执行用于使供给到所述控制端子的所述第一驱动电压接近所述开关元件的阈值电压的控制。
8.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路，
其中所述驱动电路包括：
电压产生电路，其通过降低供给的电源电压来产生第一驱动电压；
第一副开关元件，其响应于所述控制信号的输入而将由所述电压产生电路产生的所述第一驱动电压供给到所述控制端子；
电流检测电路，其检测流经所述开关元件的电流；以及
第二副开关元件，其在输入所述控制信号的状态下响应于由所述电流检测电路检测的电流检测信号到达检测阈值来将所述电源电压供给到所述控制端子作为第二驱动电压。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置的控制电路，
当所述第一驱动电压被供给到所述控制端子时，所述电压产生电路基于流经所述开关元件的电流执行用于使供给到所述控制端子的所述第一驱动电压接近所述开关元件的阈值电压的控制。
10.一种开关电源装置，其包括：
根据权利要求1所述的开关电源装置的控制电路；以及
开关元件，其由所述控制电路控制。
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