CN107741754B - 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器 - Google Patents

用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器 Download PDF

Info

Publication number
CN107741754B
CN107741754B CN201710977876.5A CN201710977876A CN107741754B CN 107741754 B CN107741754 B CN 107741754B CN 201710977876 A CN201710977876 A CN 201710977876A CN 107741754 B CN107741754 B CN 107741754B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
voltage
transistor
circuit
output node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710977876.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107741754A (zh
Inventor
刘永锋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd
Original Assignee
STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd filed Critical STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd
Priority to CN201710977876.5A priority Critical patent/CN107741754B/zh
Publication of CN107741754A publication Critical patent/CN107741754A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107741754B publication Critical patent/CN107741754B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/59—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

本发明公开了一种电压调节器，包括反馈调节环路和驱动晶体管，驱动晶体管被配置向被调节的输出发起电流。瞬态恢复电路被耦合至电压调节器电路，并且包括：第一晶体管，被耦合以向驱动晶体管的控制端子发起电流，其中发起的电流是除了响应于反馈调节环路的操作而发起的电流之外的电流。响应于在被调节的输出处的电压的下降，第一晶体管被选择性地启动。瞬态恢复电路进一步包括第二晶体管，被耦合以从被调节的输出吸收电流。吸收电流在调节器电路的静态操作模式中具有第一非零量值。响应于在被调节的输出处的电压的增加，第二晶体管的操作被修改以将吸收电流增加到更大的第二非零量值。

Description

用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的LDO调节器
本申请是于2014年1月2日提交的、申请号为201410007119.1、发明名称为“用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的LDO调节器”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明总体涉及电子电路，并且更特别地涉及诸如低压降电压调节器之类的电压调节器电路。
背景技术
电压调节器电路起到获取变化的输入供应电压并且生成稳定输出电压的作用。例如，变化的输入供应电压可以包括电池供应电压，以及稳定输出电压被用于在电池供电电路应用中为模拟和/或数字电路装置供电。由电压调节器电路所要求的可使用的操作电压和电流开销是关键的设计考虑。可使用的操作电压常常被称作“压降”电压，并且这指的是变化的输入供应电压和由电压调节器电路所提供的稳定输出电压之间的差值。“压降”电压越小，***操作越好。此外，由于电池只能够供应有限量的电荷，因此电压调节器电路具有尽可能小的静态电流是重要的。小的“压降”电压和小的静态电流的组合从电池供应的有限资源上保证更有效和更长的***操作。
根据上述，在本领域中对所谓的低压降(LDO)电压调节器电路存在相当大的兴趣。这种调节器能够有利地保持稳定输出电压的电压调节，甚至在变化的输入供应的电平接近那个稳定输出电压时。存在变化的负载条件时，稳定输出电压的保持是个挑战。在从电压调节器电路所供应的负载包括数字电路装置时，尤其如此。本领域的技术人员认识到，数字电路是有噪音的，并且显示经常变化的负载条件。电压调节器电路在生成稳定输出电压时必须响应于那些变化的负载条件。然而，具有低静态电流特征的电压调节器电路往往具有不好的瞬态响应特征。
在本领域中存在对电压调节器电路的需求，特别是低压降(LDO)类型，其对变化的负载条件展示了更好的瞬态响应。
发明内容
在一个实施例中，电路包括：具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；以及瞬态恢复电路，包括：第一晶体管，被配置为向驱动晶体管的控制端子发起第一电流，其中除了响应于反馈调节环路的操作被施加至驱动晶体管的控制端子的调节控制电流之外，所述第一电流被供应；第一控制电路，被配置为响应于在被调节的输出节点处的电压的下降，选择性地启动第一晶体管；第二晶体管，被配置为从被调节的输出节点吸收第二电流；以及第二控制电路，被配置为响应于在被调节的输出节点处的电压的增加，控制所述第二晶体管的操作以将第二电流的量值从第一非零量值增加到更大的第二非零量值。
在一个实施例中，方法包括：操作电压调节器电路的驱动晶体管以使用反馈调节环路向被调节的输出节点发起电流；感测在被调节的输出节点处的瞬态电压变化；以及通过以下步骤对感测的瞬态电压变化进行响应：响应于在被调节的输出节点处感测的电压的下降，选择性地向驱动晶体管的控制端子中发起电流，所述选择性地发起的电流是除了响应于反馈调节环路的操作而向控制端子发起的电流之外的电流；以及将吸收电流的量值从第一非零量值增加到更大的第二非零量值，吸收电流是响应于在被调节的输出节点处感测的电压的增加而从被调节的输出节点处吸收的。
在一个实施例中，电路包括：具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；以及瞬态恢复电路，包括被配置为响应于在被调节的输出节点处的电压的变化被选择性地启动的晶体管，所述被选择性地启动的晶体管被配置为将电流施加至驱动晶体管的控制端子，施加的所述电流是除了响应于反馈调节环路的操作而被施加至驱动晶体管的控制端子的电流之外的电流。
在一个实施例中，电路包括：具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；以及瞬态恢复电路，包括：被耦合以将电流施加至被调节的输出节点的晶体管，所述晶体管被配置为响应于在被调节的输出节点处的电压的变化，将施加的电流的量值从第一非零量值增加到更大的第二非零量值。
上文已经相当广泛地概述了本发明的特征。在下文中，本发明的附加特征将被描述，其形成本发明的权利要求书的主题。本领域的技术人员将意识到，所公开的概念和特定实施例可以容易地被用作为了实施本发明相同的目的而修改或设计其他结构或过程的基础。本领域的技术人员还将意识到，这些等价的构造不背离如在所附的权利要求书中所陈述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整的理解本发明和其中的优势，现在结合附图参照下面的描述，其中：
图1是低压降(LDO)电压调节器电路的实施例的电路图；
图2A和图2B是低压降(LDO)电压调节器电路的实施例的电路图；
图3A是负载瞬态图；
图3B是比较在图1和图2A中示出的电路的负载瞬态性能的图；以及
图3C是比较在图1和图2B中示出的电路的负载瞬态性能的图。
除非另外指示，在不同的图中对应的数字和符号通常指对应的部分。图被绘制以清晰地图示本发明的实施例的相关方面，并且未必按比例绘制。为了更清晰地图示某些实施例，指示相同结构、材料或处理步骤的变化的字母可以跟在附图数字后面。
具体实施方式
现在参照图1，其图示了低压降(LDO)电压调节器电路100的实施例的电路图。电路100包括差分放大器102。差分放大器102包括被配置为接收参考电压(VBG)的正输入端子104，在优选的实施例中该参考电压是由带隙参考电压生成器(没有示出，但是其配置和操作对本领域的技术人员是熟知的)来生成的。差分放大器102进一步包括被配置为接收以本文中将描述的形式生成的反馈电压(VFB)的负输入端子106。差分放大器102是从正和负电压供应节点来供电，这个示例包括提供电池电压(VBAT)和接地电压的电池端子(没有示出)。虽然电池供应被示出，但是将理解，被耦合至正和负电压供应节点的电压供应可以包括用于应用的任何合适的电压供应。例如，电压VBAT可以是相对高的电压供应6-28VDC。差分放大器102进一步包括输出节点108。在操作中，差分放大器102在输出节点108生成输出电压，其基本上等于在正输入端子104处接收的电压(在这种情况下为VBG)和在负输入端子106处接收的电压(在这种情况下为VFB)之间的差值。
差分放大器102是由一对差分输入晶体管MN1和MN2来形成。晶体管MN1的栅极被耦合至至正输入端子104，并且晶体管MN2的栅极被耦合至负输入端子106。晶体管MN1和MN2是n沟道MOSFET器件。晶体管MN1和MN2的源极端子在节点110被耦合在一起。固定的电流源I1(在本领域中被称作尾电流源)被耦合在节点110和负电压供应节点(接地)之间。一对共源共栅晶体管MN3和MN4分别和一对差分输入晶体管MN1和MN2串联耦合。因此，晶体管MN3和MN1被串联地源-漏耦合，并且晶体管MN4和MN2被串联地源-漏耦合。晶体管MN3和MN4是n沟道MOSFET器件，并且更优选地是被配置为耐受高漏源电压的NDMOS型器件。晶体管MN3和MN4的栅极被耦合在一起以接收偏置电压(Vana3V3)。在优选的实施例中，偏置电压(Vana3V3)是被供应给器件的模拟部分的经调节的电压，该器件包括电压调节器电路100，使电压调节器电路100被配置为生成被供应给器件的数字部分的稳定的输出电压(Vana3V3)。将理解，Vana3V3能够是任何合适的偏置电压。差分放大器102进一步包括一对负载晶体管MP1和MP2，分别和一对共源共栅晶体管MN3和MN 4串联耦合。因此，晶体管MN3和MP1被串联地源-漏耦合，以及晶体管MN4和MP2被串联的源-漏耦合。晶体管MP1和MP2是p沟道MOSFET器件，并且更优选地是被配置为耐受高的漏源电压的PDMOS器件。晶体管MP1和MP2的栅极被耦合在一起，并且被耦合至晶体管MP1的漏极。因此，晶体管MP1和MP2以电流镜布置被连接。
电路100进一步包括被耦合在差分放大器102的输出节点108和负电压供应节点(接地)之间的电容器C1。稳压二极管Z1和电容器C1被并行地耦合。电容器C1起到补偿电容器的作用，并且稳压二极管Z1起到对由补偿电容器C1所存储的电压进行电压钳制的作用。
差分放大器102的输出节点108对驱动晶体管MN5的栅极端子(节点A)进行驱动。晶体管MN5是n沟道MOSFET器件(例如，功率MOSFET)，该器件具有被耦合至正电压供应节点的漏极端子，以及被耦合至电路100(其供应经调节的输出电压(Vdig3V3))的输出节点112的源极端子。
电阻分压器电路114被耦合在输出节点112和负电压供应节点(接地)之间。电阻分压器电路114包括第一电阻器R1，在分接头(tap)节点116处和第二电阻器R2串联耦合。反馈电压VFB在被耦合至差分放大器102的负输入端子106的分接头节点116处被生成。
电容器C2被耦合在输出节点112和负电压供应节点(接地)之间。作为生成稳定输出电压(Vdig3V3)的结果，电容器C2存储电荷，并且电容器C2响应于变化的负载条件使得该电荷可用。如上面所讨论的，负载118被耦合至输出节点112。
电路100通过提供所要求的负载电流生成去往负载的恒定输出电压。如果负载电流的量值由于负载中的瞬态条件而增加，则在输出电压的量值中将有个对应的下降。这通过电阻分压器电路114被感测，并且通过反馈电压VFB传递给差分放大器102。差分放大器102在比较反馈电压VFB和参考电压VBG时起到误差放大器的作用。在差分放大器102的输出节点108处的电压将有对应的增加，其导致功率晶体管MN5的栅源电压的增加。因此，晶体管MN5将增加被供应给负载的电流的量值。向负载发起(source)的电流的这一增加导致在输出节点112处的电压的增加。
在稳态操作期间，在输出节点112处稳定输出电压(Vdig3V3)的量值被保持在由参考电压VBG和电阻分压器电路114来设置的预先确定的值。电容器C2被充电至稳定输出电压的量值。如果负载中的电流突然变化(例如，见图3A的附图标记154)，输出电容器C2能够给负载供应电流，同时调节环路通过激活功率晶体管MN5赶上电流需求的变化。然而，电容器C2可能不能供应所需的负载电流，并且调节环路的带宽限制可能引入被延时的电流响应。结果，输出电压下降(例如，见图3B中在附图标记160处的虚线)。
调节环路的转换速率和带宽被差分放大器102中尾电流源I1的大小所影响。为了最小化LDO电路100的静态电流的原因，优选保持尾电流源I1相对小。然而，如图3中虚线所示出的，这反过来影响电路100的瞬态性能。
现在参照图2A，其是低压降(LDO)电压调节器电路200的实施例的电路图。相同的附图标记指代图1中相同或相似的部件。这样的部件的讨论被省略。参见上面以及图1的讨论。
电路200包括调节器电路100和附加的电路装置150，电路装置150被配置为改善调节器电路100的负载瞬态性能。
电路装置150包括晶体管MP3，其具有在正电压供应节点(VBAT)和差分放大器102的输出节点108(其是功率晶体管MN5的栅极端子节点A)之间被耦合的源漏路径。晶体管MP3是p沟道MOSFET器件。晶体管MP3的栅极端子被在正电压供应节点(VBAT)和栅极端子自身之间耦合的电阻器R3偏置。晶体管MN6的源漏路径被耦合在晶体管MP3的栅极端子和调节器电路100的输出节点112之间。晶体管MN6是n沟道MOSFET器件。
电路装置150包括晶体管MP4，晶体管MP4具有在调节器电路100的输出节点112和负电压供应节点(接地)之间耦合的源漏路径。晶体管MP4是p沟道MOSFET器件。晶体管MP4的栅极端子被电容器C3偏置。晶体管MP4的栅极端子被进一步耦合至晶体管MP5的栅极端子，且晶体管MP5的栅极端子以电压复制电路(在静态具有电流镜配置)的形式被耦合至晶体管MP5的漏极端子。晶体管MP5也是p沟道MOSFET器件。确定晶体管MP4和MP5的尺寸，以使得晶体管MP5的W/L大于晶体管MP4的W/L。实际上，在优选的实施例中，晶体管MP5比晶体管MP4大很多。例如，MP4与MP5的尺寸比可以是1:20。
晶体管MP5的源漏路径与晶体管MN7串联耦合。晶体管MN7是n沟道MOSFET器件。晶体管MN7的栅极端子被进一步耦合至晶体管MN6(上面所描述的)的栅极端子，且晶体管MN7的栅极端子以电压复制电路(在静态具有电流镜配置)的形式被耦合至晶体管MN7的漏极端子。作为一个示例，确定晶体管MN6和MN7的尺寸，以使得晶体管MN7的W/L大于晶体管MN6的W/L。实际上，在优选的实施例中，晶体管MN7比晶体管MN6大很多。
晶体管MP5的源漏路径与晶体管MN9串联耦合。晶体管MN9是n沟道MOSFET器件。晶体管MN9的栅极被耦合至晶体管MN9的漏极。因此，晶体管MN9被连接以起到二极管的作用。电阻器R5被耦合在晶体管MN9的源极端子和负电压供应节点(接地)之间。晶体管MN9和电阻器R5结合电容器C3起作用，以为晶体管MP4形成偏置电路。
晶体管MN7的源漏路径被耦合至晶体管MP6的源漏路径。MP6是p沟道MOSFET器件。晶体管MP6的源极端子被耦合至正电压供应节点(VBAT)。晶体管MP6的栅极端子被耦合至晶体管MP7的栅极端子。晶体管MP7也是p沟道MOSFET器件，其源极端子被耦合至正电压供应节点(VBAT)。此外，晶体管MP7的栅极端子被耦合至晶体管MP7的漏极端子。因此，晶体管MP6和晶体管MP7形成电流镜电路。
晶体管MN7的源漏路径和共源共栅晶体管MN8的源漏路径串联耦合。晶体管MN7的漏极被耦合至晶体管MN8的漏极。晶体管MN8的栅极被耦合以接收偏置电压(Vana3V3)。如上面所描述的，在优选的实施例中，偏置电压(Vana3V3)是被供应给如下装置的模拟部分的经调节的电压，该装置包括电压调节器电路100，使电压调节器电路100被配置为生成供应给装置的数字部分(负载118)的稳定输出电压(Vdig3V3)。此外，偏置电压Vana3V3可以从任何合适的经调节的电压供应来提供。
晶体管MN8的源漏路径与晶体管MP8串联耦合。MP8是p沟道MOSFET器件。晶体管MP8的栅极被耦合至晶体管MP8的漏极。因此，晶体管MN8被连接以起到二极管的作用。电阻器R4被耦合在晶体管MP8的漏极端子和负电压供应节点(接地)之间。
由电阻器R4、晶体管MP8和晶体管MN8所形成的电路装置起到电流源152的作用。例如，电流源152可以被配置为生成参考电流Iref，参考电流Iref具有1uA的示例性量值。参考电流Iref通过由晶体管MP6和MP7所形成的电流镜来镜像以输出镜像电流Im。如果晶体管MP6和MP7的尺寸具有1:1的关系，电流Im＝Iref(并且将具有1uA的示例性量值)。
MP4和MP5的配置形成在静态可操作的电压复制电路，以复制在输出节点112处的电压给节点B(即在节点B处的电压基本上等于Vdig3V3)。为了达到这个效果，晶体管MN8和MN9的尺寸应该相同并且该晶体管应该是匹配的，晶体管MP5和MP8的尺寸应该相同并且该晶体管应该是匹配的，以及电阻器R4和R5应该是匹配的。因为这个电压复制功能(其使得晶体管MN6和MN7的源极电压相等)，晶体管MN6和MN7作为电流镜来操作。因此，镜像电流Im被镜像以在晶体管MN6的源漏路径中输出偏置电流Ib。晶体管MN6的W/L远小于晶体管MN7的W/L，并且因此偏置电流Ib是镜像电流Im的一部分。偏置电流Ib流过电阻器R3以生成对晶体管MP3的栅极端子进行偏置的电压。通过正确选择R3的电阻值和晶体管MP6和MP7的尺寸比，晶体管MP3能够在静态操作状态中在刚刚低于接通的点上被偏置(即刚刚低于阈值接通电压)。因此，在静态中，晶体管MP3是关断的。
响应于在输出节点112处的瞬态条件，电压Vdig3V3可以下降。电压Vdig3V3上的这一下降增加了晶体管MP6的栅源电压，其导致在电阻器R3中流过的偏置电流Ib增加。偏置电流Ib上的这一增加足以将晶体管的栅源电压增加到晶体管MP3的阈值电压以上。因此，在DC条件下完全关断的晶体管MP3接通，以向功率晶体管MN5的栅极端子(节点A)发起附加的恢复电流，并且增加它的栅源电压。因此，附加的电流通过输出节点112被供应给负载。这个反馈响应比通过调节环路(即通过放大器102)提供的响应(以及除此之外)更快。图3B的左侧用实线示出(附图标记160)由于晶体管MP3的接通而引起的在负载瞬态响应(图3A的附图标记154)上的改善。
MN6和MN7的配置形成在静态可操作的电压复制电路，以复制在输出节点112处的电压给节点B(即在节点B处的电压基本上等于Vdig3V3)。因为这个电压复制功能(其使得MP4和MP5的源极电压相等)，晶体管MP4和MP5作为电流镜来操作。在DC条件下在晶体管MP4中的电流Is是非常小的(例如，大约50nA)。因此，镜像电流Im被镜像以在晶体管MP4的源漏路径中输出吸收(sink)电流Is。晶体管MP4的W/L远小于晶体管MP5的W/L，并且因此吸收电流Is具有第一非零量值，其是镜像电流Im的一部分(并且在优选的实施例中，电流Is可以等于电流Ib)。
镜像电流Im进一步流过MN9和R5的电路装置。响应于镜像电流Im的流动，这给电容器C3充电至如下电压，该电压等于跨晶体管MN9和电阻器R3的电压降。跨电容器C3的电压使在晶体管MP4的栅极处的电压固定，以使得响应于在输出节点112处的瞬态条件，该电压不会变化。
响应于在输出节点112处的瞬态条件，电压Vdig3V3可以增加。电压Vdig3V3上的这一增加导致在晶体管MP4的栅源电压上有对应的增加(记住，晶体管MP4的栅极电压由跨电容器C3的电压来固定，电容器C3起到了使在晶体管MP4的栅极处的电压固定的作用)。这个增加的栅源电压导致晶体管MP4更难接通，以及从输出节点112吸收附加的恢复电流以减少电压Vdig3V3(即电流Is转变成比第一非零量值更大的第二非零量值)。这个反馈响应比通过调节环路(即通过放大器102)提供的响应(以及除此之外)更快。图3B的右侧用实线示出(附图标记162)由于晶体管MP4更难接通而引起在负载瞬态(图3A的附图标记156)响应上的改善。
现在参照图2B，其是低压降(LDO)电压调节器电路200’的实施例的电路图。相同的附图标记指代图2A中相同或相似的部件。这些部件的讨论被省略。参见上面和图2A的讨论。
在图2B中，电流Is使得形成跨电阻器R7的电压，电阻器R7和晶体管MP4的源漏路径串联耦合。该电压被施加至晶体管MN10的栅极端子。晶体管MN10是n沟道MOSFET器件，其源漏路径被耦合在节点108(在晶体管MN5的栅极端子处)和接地参考节点之间。在静态中，电流Is是小的，并且跨电阻器R7的电压不足以接通晶体管MN10。
响应于在输出节点112处的瞬态条件，电压Vdig3V3可以上升。这个电压Vdig3V3上的上升增加了晶体管MP4的栅源电压，其导致在电阻器R7中流动的电流Is的增加。电流Is的这一增加足以将晶体管MN10的栅源电压增加至晶体管MN10的阈值电压以上。因此，在DC条件下由于低电流Is而完全关断的晶体管MN10接通，以从功率晶体管MN5的栅极端子(节点A)吸收附加的恢复电流，并且降低它的栅源电压。因此，较少的电流通过输出节点112被供应给负载。这个反馈响应比通过调节环路(即通过放大器102)提供的响应(以及除此之外)更快。图3C的右侧用实线示出(附图标记162’)由于晶体管MN10的接通而引起的在负载瞬态响应(图3A的附图标记154)上的改善。
在图2B中，一对二极管接法晶体管MP8和MP9彼此串联并且与电阻器R3并联耦合。这个电路保护晶体管MP3的栅源电压在瞬态条件下为小于3.3V的值。虽然在图2A上没有示出，将理解，这个电路装置还可以在电路200中提供。
在图2B中，电容C4被耦合在节点B和接地参考节点之间。电容C4起到在噪声可能影响节点B的电压的情况下稳定在节点B处的电压的作用。虽然在图2A上没有示出，将理解，这个电路装置还可以在电路200中提供。
在图2B中，电阻器R6被串联耦合在晶体管MP6和MN7的串联连接源漏路径之间。晶体管MP6的漏极端子被耦合至晶体管MN7的栅极端子。晶体管MN7的漏极端子被耦合至晶体管MP6的栅极端子。晶体管MN6和MN7尺寸相同并且是匹配的。用这个配置，在节点B处的DC电压被设置为基本上等于在节点112处的电压Vdig3V3。电流Im流过电阻器R6，电阻器R6起到控制晶体管MN6的栅源电压在静态中为低于它的阈值电压的值。在瞬态中，电流Im增加，并且晶体管MN6的栅源电压上升至足以增加在晶体管MN6流动的电流。通过电阻器R3的这一增加的电流导致晶体管MP3如上面所述的那样接通(见图3C的左侧和附图标记160’)。使用电阻器R6的电路提供了比图2A中MN6和MN7的电流镜连接提高的性能，因为电阻器允许更准确的设置控制MN6接通的电压条件。虽然在图2A上没有示出，将理解，这个电路装置可以替代地在电路200中使用。
在本文的公开中，电路实施例的操作可以参照方法实施例被描述以用于示意性目的。但是，将意识到，在本发明中电路的操作和方法的实施可以是互相独立的。也就是，被公开的电路实施例可以根据其他的方法来操作，并且被公开的方法实施例可以通过其他的电路来实施。
本领域的技术人员还将容易理解，材料和方法可以是变化的，只要保持在本发明的范围内。还意识到，除了用于示意实施例的特定的上下文之外，本发明提供许多可应用的发明概念。因此，所附的权利要求旨在于在它们的范围内包括过程、机器、制造、物体成份、方法或步骤。

Claims (41)

1.一种电路，包括：
具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，所述驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；以及
瞬态恢复电路，包括：
第一晶体管，具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第一源漏路径；
第一控制电路，被配置为在所述电压调节器电路操作于静态模式时不启动所述第一晶体管，并且响应于检测到在所述被调节的输出节点处的瞬态电压下降而启动所述第一晶体管，以除了由所述反馈调节环路施加的调节控制电流之外，还向所述驱动晶体管的所述控制端子发起第一电流；
第二晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第二源漏路径；以及
第二控制电路，被配置为在所述电压调节器电路操作于所述静态模式时偏置所述第二晶体管的操作以从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流，并且响应于检测到在所述被调节的输出节点处的瞬态电压增加而偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收更大的第二非零量值的电流。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一控制电路被配置为在所述电压调节器电路操作于所述静态模式时向所述被调节的输出节点发起偏置电流，并且其中所述第一非零量值的电流使所述偏置电流偏移。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第一控制电路包括：
电压复制电路，被配置为在所述静态模式中将在所述被调节的输出节点处的电压复制到中间节点；
电流镜电路，被耦合至所述被调节的输出节点和所述中间节点，所述电流镜被配置为接收输入电流和输出所述偏置电流；以及
电阻器，被配置为接收所述偏置电流并且生成被施加至所述第一晶体管的控制端子的偏置电压。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述偏置电流是所述输入电流的一部分。
5.根据权利要求3所述的电路，其中所述偏置电流具有在所述静态模式中足以使得所述电阻器生成所述偏置电压的量值，所述偏置电压小于所述第一晶体管的阈值接通电压。
6.根据权利要求5所述的电路，其中所述电流镜电路被配置为通过将所述偏置电流增加至足以使得所述电阻器生成超过所述第一晶体管的所述阈值接通电压的所述偏置电压的量值，来对所述瞬态电压下降进行响应。
7.根据权利要求3所述的电路，其中所述输入电流由经调节的参考电流来供应。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二控制电路包括：
电压复制电路，被配置为在所述静态模式中将在所述被调节的输出节点处的电压复制到中间节点；
包括所述第二晶体管的电流镜电路，所述电流镜电路被耦合至所述被调节的输出节点和所述中间节点，所述电流镜电路被配置为接收输入电流和输出第二电流；以及
电容器，被耦合至所述电流镜电路的共用控制端子，并且被配置为将固定的偏置电压施加至所述第二晶体管的控制端子。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所述第二电流是所述输入电流的一部分。
10.根据权利要求8所述的电路，其中所述电流镜电路被配置为通过增加所述第二电流的量值来响应所述瞬态电压增加。
11.根据权利要求1所述的电路，其中所述瞬态恢复电路进一步包括：
第三晶体管，具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第三源漏路径；以及
第三控制电路，被配置为在所述电压调节器电路操作于所述静态模式时不启动所述第三晶体管并且响应于检测到所述瞬态电压增加而启动所述第三晶体管，以除了所述调节控制电流和所述第一电流之外，还从所述驱动晶体管的所述控制端子吸收第三电流。
12.一种用于电压调节器电路的方法，包括：
操作电压调节器电路的驱动晶体管以使用反馈调节环路向被调节的输出节点发起电流；
响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压下降，除了通过所述反馈调节环路的操作向所述驱动晶体管的控制端子发起的电流之外，还向所述控制端子中发起电流；
在所述电压调节器电路操作于静态模式时，从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流；以及
响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压增加，从所述被调节的输出节点吸收更大的第二非零量值的电流。
13.根据权利要求12所述的方法，其中在所述电压调节器电路操作于所述静态模式时不向所述驱动晶体管的所述控制端子中发起电流。
14.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压增加，除了通过所述反馈调节环路的操作向所述驱动晶体管的所述控制端子发起的电流之外，还从所述控制端子吸收电流。
15.一种电路，包括：
具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，所述驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；
第一晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第一源漏路径，并且被配置为在所述电压调节器电路操作于静态模式时向所述被调节的输出节点发起第一电流；
第二晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第二源漏路径；以及
控制电路，被配置为在所述电压调节器电路操作于所述静态模式时偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流，以及响应于检测到在所述被调节的输出节点处的瞬态电压增加而偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收更大的第二非零量值的电流。
16.根据权利要求15所述的电路，其中从所述被调节的输出节点吸收的所述第一非零量值的电流使向所述被调节的输出节点发起的所述第一电流偏移。
17.根据权利要求15所述的电路，进一步包括第三晶体管，所述第三晶体管具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第三源漏路径，其中所述第一晶体管被配置为在所述电压调节器电路操作于静态模式时将所述第三晶体管偏置为关断状态。
18.根据权利要求17所述的电路，其中所述第一晶体管响应于检测到在所述被调节的输出节点处的瞬态电压增加而将所述第三晶体管切换为导通状态。
19.一种电路，包括：
具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，所述驱动晶体管被配置为向被调节的输出节点供应输出电流；以及
瞬态恢复电路，包括：
第一晶体管，被配置为向所述驱动晶体管的控制端子发起第一电流，其中除了响应于所述反馈调节环路的操作被施加至所述驱动晶体管的所述控制端子的调节控制电流之外，所述第一电流被供应；以及
第一控制电路，被配置为在所述电压调节器电路操作于静态模式时将所述第一晶体管偏置为关断状态，所述第一控制电路进一步被配置为感测所述被调节的输出节点处的电压的改变并且通过将所述第一晶体管偏置为导通状态来响应；
其中所述第一控制电路包括：
电压复制电路，被配置为在所述静态模式中将在所述被调节的输出节点处的电压复制到中间节点；
电流镜电路，被耦合至所述被调节的输出节点和所述中间节点，所述电流镜被配置为接收输入电流和输出偏置电流；以及
电阻器，被配置为接收所述偏置电流并且生成被施加至所述第一晶体管的控制端子的偏置电压。
20.根据权利要求19所述的电路，其中所述偏置电流是所述输入电流的一部分。
21.根据权利要求19所述的电路，其中所述偏置电流在所述静态模式中足以使得所述电阻器生成所述偏置电压的量值，所述偏置电压小于所述第一晶体管的阈值接通电压。
22.根据权利要求21所述的电路，其中所述电流镜电路被配置为对在所述被调节的输出节点处的电压的下降进行响应，并且将所述偏置电流增加至足以使得所述电阻器生成超过所述第一晶体管的所述阈值接通电压的所述偏置电压的量值。
23.根据权利要求19所述的电路，其中所述输入电流由经调节的参考电流来供应。
24.一种电路，包括：
具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，所述驱动晶体管被配置为向输出节点供应输出电流；以及
瞬态恢复电路，包括：
第一晶体管，具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第一源漏路径；
第一控制电路，被配置为在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的经调节的电压电平时不启动所述第一晶体管，并且响应于所述输出节点处的电压经历瞬态电压下降而启动所述第一晶体管，以向所述驱动晶体管的所述控制端子发起第一电流；
第二晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第二源漏路径；以及
第二控制电路，被配置为在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的所述经调节的电压电平时，偏置所述第二晶体管的操作以从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流，并且响应于所述输出节点处的电压经历瞬态电压增加而偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收第二非零量值的电流，所述第二非零量值的电流大于所述第一非零量值的电流。
25.根据权利要求24所述的电路，其中所述第一控制电路被配置为：在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的所述经调节的电压电平时，向所述被调节的输出节点发起偏置电流，并且其中所述第一非零量值的电流使所述偏置电流偏移。
26.根据权利要求25所述的电路，其中所述第一控制电路包括：
电压复制电路，被配置为在调节模式中将在所述被调节的输出节点处的电压复制到中间节点；
电流镜电路，被耦合至所述被调节的输出节点和所述中间节点，所述电流镜被配置为接收输入电流和输出所述偏置电流；以及
电阻器，被配置为接收所述偏置电流并且生成被施加至所述第一晶体管的控制端子的偏置电压。
27.根据权利要求26所述的电路，其中所述偏置电流是所述输入电流的一部分。
28.根据权利要求26所述的电路，其中所述偏置电流具有在所述调节模式中足以使得所述电阻器生成所述偏置电压的量值，所述偏置电压小于所述第一晶体管的阈值接通电压。
29.根据权利要求28所述的电路，其中所述电流镜电路被配置为通过将所述偏置电流增加至足以使得所述电阻器生成超过所述第一晶体管的所述阈值接通电压的所述偏置电压的量值，来对所述瞬态电压下降进行响应。
30.根据权利要求26所述的电路，其中所述输入电流由经调节的参考电流来供应。
31.根据权利要求24所述的电路，其中所述第二控制电路包括：
电压复制电路，被配置为在调节模式中将在所述被调节的输出节点处的电压复制到中间节点；
包括所述第二晶体管的电流镜电路，所述电流镜电路被耦合至所述被调节的输出节点和所述中间节点，所述电流镜电路被配置为接收输入电流和输出第二电流；以及
电容器，被耦合至所述电流镜电路的共用控制端子，并且被配置为将固定的偏置电压施加至所述第二晶体管的控制端子。
32.根据权利要求31所述的电路，其中所述第二电流是所述输入电流的一部分。
33.根据权利要求31所述的电路，其中所述电流镜电路被配置为通过增加所述第二电流的量值来响应所述瞬态电压增加。
34.根据权利要求24所述的电路，其中所述瞬态恢复电路进一步包括：
第三晶体管，具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第三源漏路径；以及
第三控制电路，被配置为在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的所述经调节的电压电平时不启动所述第三晶体管，并且响应于所述输出节点处的电压经历所述瞬态电压增加，从所述驱动晶体管的所述控制端子吸收第三电流。
35.一种电路，包括：
具有反馈调节环路和驱动晶体管的电压调节器电路，所述驱动晶体管被配置为向输出节点供应输出电流，以在所述输出节点处生成电压，所述输出节点的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的经调节的电压电平；
第一晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第一源漏路径，并且被配置为向所述被调节的输出节点发起第一电流；
第二晶体管，具有被耦合至所述被调节的输出节点的第二源漏路径；以及
控制电路，被配置为在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的所述经调节的电压电平时偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流，以及响应于所述输出节点处的电压经历瞬态电压增加而偏置所述第二晶体管的操作，以从所述被调节的输出节点吸收第二非零量值的电流，所述第二非零量值的电流大于所述第一非零量值的电流。
36.根据权利要求35所述的电路，其中从所述被调节的输出节点吸收的所述第一非零量值的电流使向所述被调节的输出节点发起的所述第一电流偏移。
37.根据权利要求35所述的电路，进一步包括第三晶体管，所述第三晶体管具有被耦合至所述驱动晶体管的控制端子的第三源漏路径，其中所述第一晶体管被配置为在所述输出节点处的电压被调节为由所述反馈调节环路设置的所述经调节的电压电平时将所述第三晶体管偏置为关断状态。
38.根据权利要求37所述的电路，其中所述第一晶体管进一步被配置为响应于所述输出节点处的电压经历瞬态电压增加而将所述第三晶体管切换为导通状态。
39.一种用于电压调节器电路的方法，包括：
操作电压调节器电路的驱动晶体管以使用反馈调节环路向被调节的输出节点发起电流，以在调节操作模式期间在所述被调节的输出节点处生成经调节的电压；
响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压下降，除了在瞬态操作模式期间通过所述反馈调节环路的操作向所述驱动晶体管的控制端子发起的电流之外，还向所述控制端子中发起电流；
在所述电压调节器电路操作于所述调节操作模式时，从所述被调节的输出节点吸收第一非零量值的电流；以及
响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压增加，在所述瞬态操作模式期间从所述被调节的输出节点吸收更大的第二非零量值的电流。
40.根据权利要求39所述的方法，其中在所述电压调节器电路操作于所述瞬态操作模式时不向所述驱动晶体管的所述控制端子中发起电流。
41.根据权利要求39所述的方法，进一步包括：响应于在所述被调节的输出节点处感测的瞬态电压增加，除了在所述瞬态操作模式期间通过所述反馈调节环路的操作向所述驱动晶体管的所述控制端子发起的电流之外，还从所述控制端子吸收电流。
CN201710977876.5A 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器 Active CN107741754B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710977876.5A CN107741754B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410007119.1A CN104765397B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器
CN201710977876.5A CN107741754B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410007119.1A Division CN104765397B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107741754A CN107741754A (zh) 2018-02-27
CN107741754B true CN107741754B (zh) 2020-06-09

Family

ID=53481624

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410007119.1A Active CN104765397B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器
CN201710977876.5A Active CN107741754B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410007119.1A Active CN104765397B (zh) 2014-01-02 2014-01-02 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Country Status (2)

Country Link
US (2) US9454166B2 (zh)
CN (2) CN104765397B (zh)

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3002659B8 (en) * 2013-10-07 2023-06-28 Renesas Design Germany GmbH Circuits and method for controlling transient fault conditions in a low dropout voltage regulator
JP6540976B2 (ja) * 2015-06-18 2019-07-10 Tdk株式会社 低ドロップアウト電圧レギュレータ装置
CN105159382B (zh) * 2015-08-18 2016-11-23 上海华虹宏力半导体制造有限公司 线性稳压器
US9899912B2 (en) * 2015-08-28 2018-02-20 Vidatronic, Inc. Voltage regulator with dynamic charge pump control
FR3042066B1 (fr) * 2015-10-01 2017-10-27 Stmicroelectronics Rousset Procede de lissage d'un courant consomme par un circuit integre et dispositif correspondant
CN106571797B (zh) * 2015-10-10 2024-03-15 意法半导体研发(深圳)有限公司 上电复位(por)电路
US9645594B2 (en) * 2015-10-13 2017-05-09 STMicroelectronics Design & Application S.R.O. Voltage regulator with dropout detector and bias current limiter and associated methods
TWI594101B (zh) * 2016-11-02 2017-08-01 敦泰電子股份有限公司 具自我電壓箝制之電壓穩壓器
KR102032327B1 (ko) * 2016-11-22 2019-10-15 에스케이하이닉스 주식회사 디지털 ldo 레귤레이터 및 이를 사용하는 저항 변화 메모리 장치
US10312899B2 (en) * 2017-03-09 2019-06-04 Texas Instruments Incorporated Over-voltage clamp circuit
EP3379369B1 (en) * 2017-03-23 2021-05-26 ams AG Low-dropout regulator having reduced regulated output voltage spikes
TWI672576B (zh) * 2017-05-02 2019-09-21 立積電子股份有限公司 帶差參考電路、電壓產生器及其電壓控制方法
TWI633408B (zh) * 2017-08-17 2018-08-21 力晶科技股份有限公司 穩壓輸出裝置
US10811873B2 (en) * 2017-11-28 2020-10-20 Stmicroelectronics International N.V. Power supply clamp for electrostatic discharge (ESD) protection having a circuit for controlling clamp time out behavior
DE112018007763B4 (de) * 2018-06-27 2023-02-23 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schaltung und verfahren zum reduzieren eines rauschsignals
JP7305934B2 (ja) * 2018-08-02 2023-07-11 富士電機株式会社 差動増幅回路を備える装置
US10958167B2 (en) * 2018-08-08 2021-03-23 Qualcomm Incorporated Current sensing in an on-die direct current-direct current (DC-DC) converter for measuring delivered power
US10429867B1 (en) * 2018-09-28 2019-10-01 Winbond Electronics Corp. Low drop-out voltage regular circuit with combined compensation elements and method thereof
US11287839B2 (en) * 2019-09-25 2022-03-29 Apple Inc. Dual loop LDO voltage regulator
CN112346506A (zh) * 2020-01-07 2021-02-09 成都华微电子科技有限公司 一种无需片外电容的ldo电路
US11314269B2 (en) 2020-01-30 2022-04-26 Morse Micro Pty. Ltd. Electronic circuit for voltage regulation
CN111290461B (zh) * 2020-03-09 2022-03-08 上海华虹宏力半导体制造有限公司 电压调整器
DE102020115851B3 (de) * 2020-06-16 2021-10-28 Infineon Technologies Ag Schneller spannungsregler und verfahren zur spannungsregelung
US11561563B2 (en) 2020-12-11 2023-01-24 Skyworks Solutions, Inc. Supply-glitch-tolerant regulator
US11817854B2 (en) 2020-12-14 2023-11-14 Skyworks Solutions, Inc. Generation of positive and negative switch gate control voltages
US11556144B2 (en) 2020-12-16 2023-01-17 Skyworks Solutions, Inc. High-speed low-impedance boosting low-dropout regulator
US11502683B2 (en) 2021-04-14 2022-11-15 Skyworks Solutions, Inc. Calibration of driver output current
CN115617115B (zh) * 2022-10-31 2023-04-21 北京智芯微电子科技有限公司 基准电压产生电路、芯片及电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101727120A (zh) * 2009-11-26 2010-06-09 四川和芯微电子股份有限公司 一种无需外挂电容快速响应负载变化的线性稳压电路
CN101763131A (zh) * 2008-12-24 2010-06-30 东部高科股份有限公司 低压差稳压器及其操作方法
CN101978586A (zh) * 2008-03-19 2011-02-16 高通股份有限公司 具有瞬态恢复电路的调压器
CN103034275A (zh) * 2011-09-30 2013-04-10 德克萨斯仪器股份有限公司 低噪声电压调节器和具有快速稳定和低功率消耗的方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19980064252A (ko) 1996-12-19 1998-10-07 윌리엄비.켐플러 Ｐｍｏｓ 패스 소자를 가진 저 드롭-아웃 전압 조절기
FR2807847B1 (fr) * 2000-04-12 2002-11-22 St Microelectronics Sa Regulateur lineaire a faible surtension en regime transitoire
US6201375B1 (en) * 2000-04-28 2001-03-13 Burr-Brown Corporation Overvoltage sensing and correction circuitry and method for low dropout voltage regulator
US6690147B2 (en) 2002-05-23 2004-02-10 Texas Instruments Incorporated LDO voltage regulator having efficient current frequency compensation
US7233196B2 (en) * 2003-06-20 2007-06-19 Sires Labs Sdn. Bhd. Bandgap reference voltage generator
US7221213B2 (en) * 2005-08-08 2007-05-22 Aimtron Technology Corp. Voltage regulator with prevention from overvoltage at load transients
US7589507B2 (en) * 2005-12-30 2009-09-15 St-Ericsson Sa Low dropout regulator with stability compensation
US7531996B2 (en) * 2006-11-21 2009-05-12 System General Corp. Low dropout regulator with wide input voltage range
CN200979668Y (zh) * 2006-12-01 2007-11-21 华中科技大学 一种双环低压差线性稳压器电路
US7714553B2 (en) * 2008-02-21 2010-05-11 Mediatek Inc. Voltage regulator having fast response to abrupt load transients
KR20100009752A (ko) * 2008-07-21 2010-01-29 삼성전자주식회사 자기장을 이용한 무전해 도금 장치 및 방법
US8378652B2 (en) * 2008-12-23 2013-02-19 Texas Instruments Incorporated Load transient response time of LDOs with NMOS outputs with a voltage controlled current source
WO2012084616A2 (en) * 2010-12-21 2012-06-28 St-Ericsson Sa Active leakage consuming module for ldo regulator
CN102096434B (zh) * 2010-12-23 2012-11-28 东南大学 一种基于大摆率误差放大器的高精度高速ldo电路
US8344713B2 (en) 2011-01-11 2013-01-01 Freescale Semiconductor, Inc. LDO linear regulator with improved transient response
EP2520998A1 (en) * 2011-05-03 2012-11-07 Dialog Semiconductor GmbH Flexible load current dependent feedback compensation for linear regulators utilizing ultra-low bypass capacitances
US20130119954A1 (en) * 2011-11-16 2013-05-16 Iwatt Inc. Adaptive transient load switching for a low-dropout regulator
CN202362691U (zh) * 2011-12-09 2012-08-01 电子科技大学 一种低压差线性稳压器
CN204087031U (zh) * 2014-01-02 2015-01-07 意法半导体研发(深圳)有限公司 电路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101978586A (zh) * 2008-03-19 2011-02-16 高通股份有限公司 具有瞬态恢复电路的调压器
CN101763131A (zh) * 2008-12-24 2010-06-30 东部高科股份有限公司 低压差稳压器及其操作方法
CN101727120A (zh) * 2009-11-26 2010-06-09 四川和芯微电子股份有限公司 一种无需外挂电容快速响应负载变化的线性稳压电路
CN103034275A (zh) * 2011-09-30 2013-04-10 德克萨斯仪器股份有限公司 低噪声电压调节器和具有快速稳定和低功率消耗的方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9454166B2 (en) 2016-09-27
CN107741754A (zh) 2018-02-27
US20150185747A1 (en) 2015-07-02
US20160357206A1 (en) 2016-12-08
CN104765397A (zh) 2015-07-08
CN104765397B (zh) 2017-11-24
US9946282B2 (en) 2018-04-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107741754B (zh) 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器
JP6541250B2 (ja) 低ドロップアウト電圧レギュレータおよび方法
US7602162B2 (en) Voltage regulator with over-current protection
US10168363B1 (en) Current sensor with extended voltage range
US10541677B2 (en) Low output impedance, high speed and high voltage generator for use in driving a capacitive load
TWI405060B (zh) 用於限制來自一功率控制導通元件之一功率電流的電路及方法
US20130293986A1 (en) Current Limit Circuit Architecture For Low Drop-Out Voltage Regulators
KR101411812B1 (ko) 전압 레귤레이터
JP6545692B2 (ja) バッファ回路および方法
US9455628B2 (en) Voltage regulator with overshoot suppression circuit and capability to stop overshoot suppression
JP6883376B2 (ja) 電圧調節用電子回路及び電圧調節方法
KR102279836B1 (ko) 과전류 보호 회로, 반도체 장치 및 볼티지 레귤레이터
US10386879B2 (en) Bandgap reference voltage circuit with a startup current generator
US20190050011A1 (en) Regulator circuit
JP2017135532A (ja) 電圧検出回路及びチャージポンプ回路
JP5631918B2 (ja) 過電流保護回路、および、電力供給装置
US20160342171A1 (en) Voltage regulator
US9948242B2 (en) Selectable current limiter circuit
US20190187739A1 (en) Current generation circuit
CN204087031U (zh) 电路
KR20170107393A (ko) 볼티지 레귤레이터
US10073484B2 (en) Power on reset (POR) circuit with current offset to generate reset signal
US9588540B2 (en) Supply-side voltage regulator
CN114489213A (zh) 线性稳压电路
CN117519386A (zh) 低压差线性稳压电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP02 Change in the address of a patent holder

Address after: 5 / F East B501, South B502, North B503, 6th floor, block B, TCL Industrial Research Institute building, No. 006, Gaoxin South 1st Road, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee after: STMicroelectronics (Shenzhen) R&D Co.,Ltd.

Address before: 518057, 4/5 building, B block, South SKYWORTH building, South Zone, Shenzhen hi tech Zone, Nanshan District science and Technology Park, Guangdong, China

Patentee before: STMicroelectronics (Shenzhen) R&D Co.,Ltd.

CP02 Change in the address of a patent holder