CN1076903C

CN1076903C - 高效率线性功率放大

Info

Publication number: CN1076903C
Application number: CN95195058A
Authority: CN
Inventors: P·W·登特
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Clastres LLC; WIRELESS PLANET LLC
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1995-09-14
Publication date: 2001-12-26
Anticipated expiration: 2015-09-14
Also published as: WO1996008866A1; FI971051A0; DE69530778D1; EP0782789A1; DE69530778T2; AU691346B2; CN1157676A; AU3676895A; US5694433A; CA2199708A1; FI971051A; KR100398302B1; JP3644965B2; JPH10511235A; FI114667B; EP0782789B1; CA2199708C

Abstract

用于产生经放大的通信用的具有减小了相邻信道能量的信号的方法和装置，包括产生含有不希望有的相邻信道能量总量的第一信号，产生和不希望有的相邻信道能量总量相对应的第二信号，以及从第一信号减去第二信号以除去不希望有的相邻信道能量总量。公开揭示了几种实施例。

Description

高效率线性功率放大

发明背景

发明领域

本发明涉及适用于发射机，例如，丙类CPFSK(连续相位频移键控)发射机的线性功率放大器和线性放大的方法。

相关技术的讨论

用于无线通信的信号属于以下三类中的一类：(i)纯幅度调制(AM)；(ii)纯角度调制或恒定包络信号，例如频率调制(FM)或相位调制(PM)；或(iii)具有AM和FM分量的复合调制，例如单边带(SSB)。

缩写AM，FM和SSB在历史上是指用模拟方式的语音波形对无线电波的调制。近来，用数字数据信号的调制已发现有更大的重要性。数字调制信号会占用很宽的频带，除非使用一些装置以抑制发送的频谱。一方面，对于使用数据信号的恒定包络调制能把频谱限制到什么程度是有限制的。另一方面，使用非恒定包络调制则要求这样的线性发射机功率放大器，它能保持由它所放大的信号的幅度和相位，而这样的装置比恒定包络功率放大器的效率要低。

现有技术根据要被放大的信号类型而认可各种类别的功率放大器。

甲类放大器在整个信号波形周期内都有信号电流导通，它是线性最好的放大器。甲类放大器适用于幅度可能变化的信号，放大器对供电源(例如电池)的功率消耗是恒定的而与信号电平无关，至少在信号电平不超过最大功率能力或饱和点时是这样。在可变幅度信号低于饱和功率输出电平的时间内甲类放大器是很浪费功率的。这一点在乙类放大器时得以改善。

乙类放大器仅在输入信号波形的半周期内有信号电流导通。在推挽式乙类放大器中，一个器件在一半周期内导通，而另一个器件在其余的半个周期内导通。乙类放大器从供电源消耗的电流变化量正比于瞬时输出功率电平的平方根。虽然乙类放大器在不送出输出功率时不消耗电流，且放大器在零和饱和之间的中间功率电平时其效率比甲类放大器好，但是乙类放大器的效率在较低输出功率时仍然比饱和时低，所以在信号有变化的幅度时其平均效率比在饱和输出功率时的最大效率要低。

丙类放大器在小于全信号周期的一半时间内导通，它主要用于其负载被调谐到信号频率的射频放大器。丙类放大器只适用于恒定包络信号，且在全部时间内以完全饱和的效率工作。如果试图用丙类功率放大器放大非恒定包络信号，那么信号包络起伏将不能真实地再现，而将被截波或导致失真。

现有技术也包括为改进乙类和丙类放大器的线性度的各种电路结构，这些大致可分类为反馈，前馈或包络再调制。

作为反馈方法的一个例子，已制成这样的放大器，其中幅度检测器检测输出幅度，并把它和输入信号所希望的幅度相比较。该误差用来产生反馈信号，它增加或降低功率放大器的增益，或朝纠正幅度的方向改变偏压或其它某些参量。

反馈方法在现有技术中也已被描述过，其中使用了幅度和相位反馈，后者也消除了被称作AM到PM变换的非线性的来源。

在熟知的反馈方法中，幅度和相位角都不被检测，而是检测复数矢量分量，并把它们和应当得到的结果相比较，产生两个误差信号，反馈回去使每个分量调整到希望的值。这被称为笛卡尔坐标环路反馈，而幅度和相位反馈方法被称为极坐标环路。

技术上熟知的前馈方法包括从输入信号的一部分中减去功率放大器输出信号的一部分以得出误差信号，放大此误差信号，然后从功率放大器输出信号中减去误差信号。这通常仅当误差信号在功率放大器的输出中已经很小时，即当放大器已基本是线性时才在技术上是有利的。

非线性常常借助于所谓的双音测试法来测量，其中两个在频率上相近的信号f1和f2被相加以产生非恒定包络测试信号。功率放大器输出中的其它频率的出现显露出非线性的存在，特别是在2f1-f2和2f2-f1处，这被称作为三阶互调产物。一般而言，好的线性功率放大器在没有上述电路结构时互调电平低于测试音电平达30到35dB，而前馈可使此性能提高到比测试音电平低60dB。

被称为预失真的方法也属于前馈方法类，其中使用非线性输入输出变换函数的知识进行预先计算以修正输入信号，并用此信号来驱动功率放大器以产生想要的输出信号。

在丙类功率放大器中可使用包络再调制，以恢复丙类放大器通常不能重现的幅度变化。包络再调制的最有效的方式是改变供给功率放大器的电源电压。这被称之为高电平幅度调制(AM)，并可用脉冲宽度调制来最有效地完成。然而，高电平AM的所有形式都需要使用大量元件。

CPFSK(连续相位频移键控)是一种恒定包络调制，即一种纯相位调制，其相位轨线被大大地平滑化以控制相邻信道的能量。CPFSK的优点在于，它可以使用丙类发射功率放大器来放大。

不幸的是，恒定包络信号对于像蜂窝式移动电话***所用的数字陆地移动无线电(DLMR)，在相邻信道和通信效率之间不能达到充分的调和。

相邻信道能量可通过在I、Q域中对CPFSK信号进行滤波而得以减少，这等效于RF带通滤波。然而，这会引入幅度调制，这样就不能再使用丙类功率放大器。

在以发明者Dent和Lampe命名的，于1994年1月11日提交的美国专利申请08/179,947中，公开揭示了两个丙类功率放大器可用不同的CPFSK信号来驱动，并以这样方式被组合以产生想要的幅度变化。本发明包括两个功率不相等的功率放大器，它们可被组合以明显减少在恒定包络调制工作时较大的放大器所产生的相邻信道能量。

发明概要

本发明避免了先前的Dent-Lampe发明的缺点，该发明产生具有加大了的相邻信道能量的两个信号，它们在组合时应当给出减少的相邻信道的能量。相反，本发明产生正常的相邻信道能量的一个信号和只具有和相邻信道能量同样功率的一个低功率补偿信号。本发明的基础是把丙类功率放大器信号和低得多的线性功率放大器信号相组合。

此处描述的本发明是这样一种方法，它既能获得非恒定包络调制谱含量的好处而同时又基本上达到恒定包络调制的发射机功率放大器效率。

本发明属于前馈方法的类型，但又不限于功率放大器基本上是线性的情况。它不是设想把已经线性化的功率放大器做得更好，而是作为一种装置，它使用高效率丙类功率放大器来产生带宽被抑制的信号。

具体地说，本发明涉及一种方法和一种设备，用于产生通信用的具有减小了相邻信道能量的放大信号，它涉及产生含有不希望有的相邻信道能量总量的第一信号，产生相应于不想要的相邻信道能量总量的第二信号，以及从第一信号中减去第二信号以除去此不希望有的相邻信道能量总量。

在一个实施例中，本发明涉及用于放大具有减小了的相邻信道能量的通信信号的一种方法和设备，包括产生I、Q调制信号(其中I和Q信号瞬时值的平方和是一常数)，把I、Q信号加到工作在正弦和余弦载频信号上的正交调制器以得到恒定包络信号，使用被设计成以高效率产生恒定包络信号的功率放大器来放大恒定包络信号，对I和Q信号作高通滤波并把经高通滤波的信号加到第二正交调制器上以得到误差信号，使用能有效地放大幅度可变的信号的线性放大器来放大此误差信号，以及把功率放大器的输出加到线性放大器的输出，以便得到具有减小了的相邻信道能量的信号。

在又一个实施例中，本发明涉及用于产生具有减小了的相邻信道能量的数字信号的一种方法和设备，包括产生表示数字数据的I、Q调制信号(这些信号所具有的相邻信道能量比想要的更大)，把I、Q信号加到工作在正弦和余弦载频信号上的正交调制器以得到第一信号，对I、Q调制信号作高通滤波以得到经高通滤波的I、Q信号，把经高通滤波的I、Q信号加到第二正交调制器以得到第二信号，以及把第一与第二信号放大并相加以得到具有减小了的相邻信道能量的信号。

在再一个实施例中，本发明涉及用于放大具有减小了的相邻信道的数字数据信号的一种方法和设备，包括把数字数据信号送经N级移位寄存器，把来自移位寄存器的、和数字数据信号最后N个数据比特相对应的N个信号耦合到只读存储器的地址输入线，把只读存储器的地址线连接到计数器的数字线，使计数器增量以从只读存储器顺序得出多组四个一组的输出值，把四个一组的输出值进行数-模变换以得到第一I、Q信号和第二I、Q信号，把第一I、Q信号加到第一正交调制器以得到比所希望的相邻信道能量更高的第一信号，把第二I、Q信号加到第二正交调制器以得到第二信号，以及放大和以最佳比例把第一信号加到第二信号，以得到具有减小了的相邻信道能量的信号。

附图概述

现在将参照附图来描述本发明，其中：

图1是恒定包络形式的带有数字数据的无线信号的典型频谱图；

图2是传统的相邻信道能量抵消电路的概略图；

图3是按照本发明的用于放大非恒定包络调制信号的功率放大电路的概略图；

图4是按照本发明的包括通过高通滤波直接产生差信号的功率放大电路的概略图；以及

图5是按照本发明的使用ROM调制器的一个实施例的概略图。

优选实施例的详细描述

图1显示了以恒定包络形式的用数字数据调制的无线信号的典型频谱，这种信号可用，例如，高效率的丙类功率放大器来处理。此频谱含有想要的信号能量所组成的主瓣，但还有进到相邻信道中的伴随的能量“拖尾”或“裙边”。这些会造成不希望的相邻信道干扰现象。没有必要发送频谱拖尾中的能量，因为它们处在预期的接收机的通带宽度之外。因此，如果把它们省略掉，则预期的接收机并不会察觉此差别。然而，调谐到相邻的无线信道的非预期的接收机会从去除这种干扰源中得到好处，这是本发明的主要目的。

在拖尾中的干扰能量只是总能量的一小部分，原则上它可通过使用在功率放大器后面的带通滤波器除去。不幸的是，在RF输出频率上的窄带宽的带通滤波器通常是难以实现的。另一方面，相当于带通滤波器的作用可在低功率电平下使用所谓正交调制器产生所希望的信号而实现。这种正交调制器可按照以本发明人和B.Ekelund命名的、于1992年10月27日提交的美国专利申请No.07/967,027；及其CIP申请、以本发明人命名的、和此篇同一日期提交的，题目为“带有集成分布RC滤波器的正交调制器”(代理人卷号No.027540-287)的美国专利申请No.________而做成，它把所希望的信号分解或幅度可变的正弦和余弦波，用波形I(t)和Q(t)表示。

众所周知，对I和Q信号的低通滤波等价于对射频(RF)输出信号的带通滤波，可产生带有低拖尾能量的被抑制的频谱。然而，这样产生的信号并不能保证是恒定包络信号，它要求I平方加Q平方是一常数(I²＋Q²＝C)。不遵从这个条件的信号将不能被丙类放大器如实地再现。

通常，I，Q波形是通过所谓ROM调制器而为CPFSK型(例如GSM型)或其它型(例如美国IS-54数字蜂窝型)的数字发射机产生的。ROM调制器依赖于把预调制滤波器的脉冲响应截断到合理的比特周期数N，其中2^N决定了ROM的合理大小。通过使用截断的脉冲响应，滤波器可在每个比特间隔内产生2^N有限个数的可能波形中的一个。通过把每个I，Q波形经每比特适当个数的取样而存储在ROM中，调制和滤波可简单地把数据流送经N-比特移位寄存器并由它对ROM寻址以输出该比特间隔的波形来实现。

本发明部分地基于以下前提：第二I，Q波形可由和第一调制器有同样脉冲响应长度N的第二ROM调制器产生，但它只具有要被消除的相邻信道能量的频谱。本发明基于这样的前提，即非常低功率的线性功率放大器可用来放大第二信号，然后把它加到由一个高效率的丙类功率放大器所产生的原始恒定包络信号上。由于原始波形的相邻信道能量多半已经低40dB，因而线性功率放大器可以比主功率放大器低20dB并通过一个-20dB耦合器相加。对于3瓦的主功率放大器，线性功率放大器只需要30毫瓦的平均功率。

参照图2，把数字数据流输入到N-比特移位寄存器21，寄存器的内容被并行输入到CPFSK ROM调制器22和相邻信道抵消器ROM调制器23。数字数据流中的比特用作为ROM调制器22和23的地址，这些调制器输出是相应于包括裙边的输入数据和裙边本身的I和Q信号。

CPFSK ROM调制器22和相邻信道抵消器ROM调制器23的I和Q输出被输入到正交调制器24和25，每个都有各自的正弦和余弦混频器24a，24b，25a，25b，其输出被输入到各自的加法器24c和25c。和CPFSK ROM调制器22有关的第一加法器24c的输出被输入到丙类功率放大器26，而与相邻信道抵消器ROM调制器23有关的加法器25c的输出则被输入到线性功率放大器27。

丙类功率放大器26有相对功率P₁，例如约等于3W。线性功率放大器27的相对功率输出是P₁-A/2dBw，例如是30mw，其中A是相邻信道能量低于P₁的dB数。

然后线性功率放大器27的输出通过耦合器28被耦合到丙类功率放大器26的输出端，该耦合器28具有相对传输功率比值-A/2dB，例如，-20dB。

图3描绘了一个替换实施例，其中恒定幅度信号最初是从输入数字数据流或调制波形通过使用，例如，常数包络调制器30而产生的，然后用丙类功率放大器31放大恒定幅度信号。常数包络调制器可以像在以本发明人和B.Ekelund命名的、于1992年10月27日提交的美国专利申请No.07/967,027，及其CIP申请、以本发明人命名的并和此篇同一日期提交的题目为“带有集成分布RC滤波器的正交调制器”(代理人卷号No.027540-287)的美国专利申请No.08/305,702中所揭示的那样来设计。然后，以并行方式，相应的非恒定幅度信号在具有低能量频谱拖尾的第二常数包络调制器中由输入数据流来产生。非恒定包络调制器通过ROM调制器23(图2)或通过低通滤波器从输入信号的其余部分中分离出频谱拖尾。恒定包络调制器30和非恒定包络调制器32的每一个都提供以来自公共信号源(图上未示出)的载频。然后在信号减法器33中形成来自常数包络调制器32的频谱抑制的信号和来自功率放大器31的恒定包络信号之间的差值。

来自减法器33的差值信号是非恒定幅度的信号，它用线性功率放大器34放大。来自线性放大器34的经放大的差值信号通过使用定向耦合器35而被加到丙类功率放大器31的输出端，以抵消不希望有的频谱拖尾。

在这种方法中，误差信号只包含低能量频谱拖尾，因而只需要非常低功率的线性功率放大器来把它们放大到输出信号电平。

众所周知，没有一种加法器件例如定向耦合器35能没有一定损耗而把相同频率的信号相加。然而，通过把耦合比选定在主丙类功率放大器31的功率电平与线性放大器34的峰值功率电平之比的平方根的量级，可使损耗最小化。例如，如果丙类功率放大器31是1KW(千瓦)，而由于频谱拖尾能量要低30dB以上，使线性放大器34只需要1W(瓦)，那么定向耦合器35对于1KW主功率放大器来说，优选为具有0.3dB的损耗，对于线性放大器有-15dB的耦合比，因而线性放大器34增加功率电平15dB，即从1W增到30W以用于补偿。

这样，较低功率的线性放大器34被给予最高的路径损耗，而较高功率的丙类放大器被给予最低的路径损耗，从而使对定向耦合器35中损耗的总效率的影响最小化。

现在参照图4，将描述本发明的更优良的实例。

非恒定包络信号可通过对恒定包络I、Q信号作低通滤波并把它们加到第二I、Q调制器而产生。由于需要来自此调制器和第一恒定幅度调制器的输出信号的差值，这个差值可在I、Q信号点处进行计算。此外，一个信号和它被低通滤波后的信号之间的差值也就是它经过高通滤波后的信号。

因此，图4所示的优选实施例直接通过使用一对高通滤波器40(每个信号一个滤波器)把I、Q信号高通滤波并把它们加到第二正交调制器42来形成差值信号。差值信号像以前那样在线性误差放大器44中被放大，然后在定向耦合器45中加到恒定包络放大器43的输出上，而该放大器则从第一正交调制器41接收恒定包络信号。

选用的低通滤波器46可被包括在内；然而，如果I、Q信号来源于数字形式的话，上部的滤波器46和下部的滤波器40都可包括数-模变换器。

实际上，恒定包络调制数据信号和/或线性滤波的数据信号的产生可借助于所谓的ROM调制器来完成。ROM(只读存储器)调制器假定用来实现I、Q或相位角转变的滤波器具有持续时间为几个数据符号(例如，比特)的有限脉冲响应。这是指在一个符号期间每段I或Q波形只取决于该有限个比特。例如，如果滤波器的脉冲响应是5比特周期长，那么输出波形只有32(2⁵)种可能性。正/负和时间的反向对称可使这些波形类型进行压缩，这样可把它们全部存储在一个小ROM中。这样，调制和滤波在操作上就可结合起来，只要根据简单地取回波形即可。

本发明的实施例可以这样来构成：恒定包络调制及其被高通滤波后的信号都可由有限脉冲响应的滤波函数来表示。然后，可出现的有限个数的I和Q波形都被存储在这两种波形的ROM中。

现在参照图5，在每个比特周期有一个新比特被移进N-比特移位寄存器50中，且最后的N个比特被提供给ROM 51，其中N相应于滤波器的脉冲响应长度。两个I和两个Q波形(分别相应于恒定包络波形和高通滤波后的波形)被从ROM中选出，并且在四个数-模变换器52-55中从数字形式变换到模拟形式。

根据时钟输入，在输入数字数据流的每个比特周期期间，计数器61将步进M次，以产生一个M点的序列，它表示在比特周期内波形的离散的各步。经过模拟-数字变换的波形在波形保真低通滤波器62中被滤波以除去步进的粒度，然后被分别提供给优选为常数包络调制器56的第一正交调制器和优选为误差信号调制器57的第二正交调制器。常数包络调制器输出或第一信号可由丙类功率放大器58放大，而误差信号或第二信号由线性功率放大器59放大。然后为获得具有减少的相邻信道能量的信号，两个功率放大器的输出优选地以最佳比例在定向耦合器中相加。

应当指出，为了实现对不想要的频谱分量的最有效的抵消，可能需要对恒定包络信号相对于误差信号的相对延时，以补偿高通滤波过程中的固有延时。这可在图4的实现方案中通过利用一个合适的时钟对数据流实现数字化的再定时来完成，这种再定时是借助于用以产生恒定幅度I、Q信号的高通滤波器40而实现的。如果高通滤波器40呈现一延时，那么滤波器46可将恒定包络信号延时以使它们在时间上对准而正确地抵消频谱能量拖尾。在ROM调制器的情况下，相对延时可被建立在ROM内容中。

本发明的其它实施例对于本领域的技术人员来说是显而易见的，它们在细节上有所不同但体现了本发明的总的原理：产生相应于恒定包络信号中不想要的频谱能量拖尾，把这个信号加到恒定包络信号上以便抵消那些不想要的频谱分量，留下带有大为降低了的相邻信道能量的信号。

虽然此处只显示和描述了本发明的具体实施例，但是显然，进一步的修改可被作出而不会在更广泛的方面背离本发明。例如，各种不同的其它实现方案可通过利用其它硬件装置，数字信号处理器或存储器结构而被设计出来。因此，本权利要求的意图是要覆盖属于本发明范围和精神内的所有这样的变化和替换的结构。

Claims

1、一种用于产生通信中使用的具有减小了的相邻信道能量的放大信号的方法，所述方法包括以下步骤：

通过调制和放大产生带有不希望要的相邻信道能量总量的第一信号；

通过调制和放大产生相应于不希望有的相邻信道能量总量的第二信号；以及

从所述第一信号减去所述第二信号以除去不希望有的相邻信道能量总量。

2、按照权利要求1的方法，其特征在于，其中所述第一信号是恒定包络信号。

3、按照权利要求1的方法，其特征在于，其中产生所述第一信号的所述步骤包括对载频信号进行相位调制。

4、按照权利要求3的方法，其特征在于，其中所述相位调制步骤包括使用正弦和余弦载频信号以进行正交调制。

5、按照权利要求1的方法，其特征在于，其中产生所述第一信号的所述步骤包括用数字数据调制一个信号。

6、按照权利要求1的方法，其特征在于，所述产生第一信号的步骤包括用丙类功率放大器放大。

7、按照权利要求1的方法，其特征在于，所述产生第一信号的步骤包括用线性放大器放大。

8、按照权利要求1的方法，其特征在于，其中所述相减步骤包括在定向耦合器中以预定比值组合所述第一和第二信号。

9、一种用于放大具有减小了相邻信道能量的通信信号的方法，所述方法包括以下步骤：

产生I、Q调制信号；

把所述I、Q信号加到以正弦和余弦载频信号工作的正交调制器上，以得到第一信号；

放大所述第一信号以获得放大的第一信号；

对所述I和Q信号作高通滤波，并把所述高通滤波后的信号施加到第二正交调制器以得到第二信号；

放大所述第二信号以获得放大的第二信号；和

把所述放大的第一信号加到所述放大的第二信号，以便得到具有减小了相邻信道能量的信号。

10、按照权利要求9的方法，其特征在于，其中所述产生I、Q调制信号的步骤获得了为常数的瞬时I和Q信号的平方和，其中所述第一信号是常数包络信号，其中所述放大第一信号的步骤包括使用为在恒定包络信号下具有高效率而设计的功率放大器，和其中所述放大第二信号的步骤包括使用适合于有效地放大可变幅度信号的线性放大器。

11、根据权利要求9的方法，其特征在于所述I，Q调制信号表示数字数据，并具有比期望值更大的相邻信道能量。

12、根据权利要求10的方法，其特征在于所述I，Q调制信号代表数字数据。

13、根据权利要求12的方法，其特征在于所述I，Q调制信号对应于常数包络数字数据调制。

14、一种用于产生放大的数字数据调制的信号以得到减小了相邻信道能量的方法，所述方法包括以下步骤：

把数字数据信号送经N级的移位寄存器；

把和所述数字数据信号的最后N个数据比特相对应的来自移位寄存器的N个信号耦合到只读存储器的地址输入线上；

把所述只读存储器的地址线连接到计数器的数字线；

使所述计数器增量以顺序得出来自所述只读存储器的多组四个一组的输出值；

把所述四个一组的输出值进行数-模变换以得到第一I、Q信号和第二I、Q信号；

把所述第一I、Q信号施加到第一正交调制器以得到比希望的相邻信道能量更高的第一信号；

把所述第二I、Q信号施加到第二正交调制器以得到第二信号；以及

以最佳比值把所述第一信号加到所述第二信号，以得到减小了相邻信道能量的信号。

15、一种用于产生通信用的具有减小了相邻信道能量的放大信号的装置，所述装置包括：

用于产生不希望要的相邻信道能量总量的第一信号的调制和放大装置；

用于产生和不希望要的相邻信道能量总量相对应的第二信号的第二调制和放大装置；以及

用于从所述第一信号减去所述第二信号以除去所述不希望要的相邻信道能量总量的装置。

16、按照权利要求15的装置，其特征在于，其中所述第一信号是恒定包络信号。

17、按照权利要求15的装置，其特征在于，其中用于产生所述第一信号的所述调制和放大装置包括用于对载频信号进行相位调制的相位调制器。

18、按照权利要求17的装置，其特征在于，其中所述相位调制器包括使用正弦和余弦载频信号以进行正交调制的正交调制器。

19、按照权利要求15的装置，其特征在于，其中用于产生所述第一信号的所述调制和放大装置包括用于以数字数据调制一个信号的调制器。

20、按照权利要求15的装置，其特征在于，进一步包括用于放大所述第一信号的丙类功率放大器。

21、按照权利要求15的装置，其特征在于，进一步包括用于放大所述第二信号的线性放大器。

22、按照权利要求15的装置，其特征在于，其中所述用于做减法的装置包括用于以预定比值组合所述第一和第二信号的定向耦合器。

23、一种用于产生放大的带有减小了相邻信道能量的通信信号的装置，所述装置包括：

用于产生I、Q调制信号的装置；

用于把正弦和余弦载频信号加到所述I、Q信号以得到第一信号的正交调制器；

用于放大所述第一信号以获得放大的第一信号的放大器；

用于对所述I和Q信号进行高通滤波的装置；

用于把正弦和余弦载频信号加到所述经高通滤波的信号以得到第二信号的第二正交调制器；

用于放大所述第二信号以获得放大的第二信号的第二放大器；

用于把所述放大的第一信号加到所述放大的第二信号以便得到具有减小了相邻信道能量的信号的加法器。

24、按照权利要求23的装置，其特征在于，其中所述用于产生I，Q调制信号的装置获得了为常数的瞬时I，Q信号的平方和，其中所述第一信号是常数包络信号，其中所述放大器是为在恒定包络信号下具有高效率而设计的功率放大器；其中所述第二放大器是适合于有效地放大幅度可变信号的线性放大器。

25、按照权利要求24的装置，其特征在于，其中所述I、Q信号表示数字数据调制信号。

26、按照权利要求23的装置，其特征在于所述I，Q调制信号代表数字数据和具有比期望值更高的相邻信道能量。

27、根据权利要求25的装置，其特征在于所述I，Q调制信号对应于常数包络的数字数据调制。

28、按照权利要求24的装置，其特征在于，所述功率放大器是丙类功率放大器。

29、一种用于产生放大的带有减小了相邻信道能量的数字数据调制信号的装置，所述装置包括：

接收数字数据输入信号的N级移位寄存器；

具有地址输入线的只读存储器，这些输入线被耦合到来自所述移位寄存器的N个信号，它们相应于所述数字数据信号的最后N个数据比特；

具有数字线的计数器，这些线被连接到所述只读存储器的地址线上；

用于使所述计数器增量以顺序得出来自所述只读存储器的多组四个输出值为一组的装置；

用于变换所述四个输出值以得到第一I、Q信号和第二I、Q信号的数字-模拟变换器；

被加以所述第一I、Q信号以得到比所希望的相邻信道能量更高的第一信号的第一正交调制器；

被加以所述第二I、Q信号以得到第二信号的第二正交调制器；以及

用于以最佳比值把所述第一信号加到所述第二信号以得到减小了的相邻信道能量的信号的装置。

30、根据权利要求27的装置，其特征在于进一步包括把预先计算的I、Q信号的数值按数字方式可恢复地存储在其中的存储器。