CN107612335A - 一种三电平llc谐振变换器的交错并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，至少包括：对各相LLC谐振变换器输出驱动信号；将所述各相LLC谐振变换器的电流进行比较；基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。本发明先将各相LLC谐振变换器的电流进行比较，再基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，使这些相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间T_d2变大，从而减小了输入电压作用在谐振腔上的时间，使该相的LLC谐振变换器的谐振电流减小，从而使各路LLC谐振变换器的功率平衡，进而提高了电源的效率和可靠性。

Description

一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法。

背景技术

LLC谐振变换器，由于其结构简单、效率高并能全负载范围实现零电压开关(ZeroVoltage Switch，简称ZVS)等优点，在当今电源设计中得到了广泛的应用。将三电平(Three-Level)结构应用在LLC谐振变换器上，可以提高变换器的输入电压，使变换器适用于高电压应用。同时，将LLC变换器用交错(interleaving)的方式并联，不仅可以提高电源的输出电流，而且还可以减小输入输出的滤波电容。

但是，当LLC谐振变换器交错并联时，谐振元件参数上低于5％的偏差便会造成很大的功率不平衡，损害了整个电源的效率和可靠性。

发明内容

本发明通过提供一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，解决了现有技术中功率不平衡的技术问题，实现了提高了电源的效率和可靠性的技术效果。

本发明提供了一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，至少包括：

对各相LLC谐振变换器输出驱动信号；

将所述各相LLC谐振变换器的电流进行比较；

基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。

进一步地，所述对各相LLC谐振变换器输出驱动信号，至少包括：

对所述各相LLC谐振变换器输出相位差φ为360°/N的驱动信号；其中，N为所述LLC谐振变换器的个数。

进一步地，所述将所述各相LLC谐振变换器的电流进行比较，至少包括：

将所述各相LLC谐振变换器的输入电流或输出电流进行比较。

进一步地，所述基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，至少包括：

基于比较结果确定所述各相LLC谐振变换器中的最小电流；

将所述各相LLC谐振变换器的电流与所述最小电流求差；

基于电流差值得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量；

将各所述时间增量叠加到所述各LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。

进一步地，所述基于电流差值得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量，至少包括：

将各电流差值通过比例-积分控制器，得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量。

进一步地，在所述将各电流差值通过比例-积分控制器之后，还至少包括：

将各电流差值通过限幅器，得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量。

本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

先将各相LLC谐振变换器的电流进行比较，再基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，使这些相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间T_d2变大，从而减小了输入电压作用在谐振腔上的时间，使该相的LLC谐振变换器的谐振电流减小，从而使各路LLC谐振变换器的功率平衡，进而提高了电源的效率和可靠性。

附图说明

图1为三电平LLC谐振变换器的电路图；

图2为单个三电平LLC谐振变换器的驱动信号的波形图；

图3为三电平LLC谐振变换器交错并联的电路图；

图4为本发明实施例提供的三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法的流程图；

图5为三电平LLC谐振变换器交错并联时各路驱动信号的相位示意图；

图6为本发明实施例提供的三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法中步骤S130中第一部分的流程图；

图7为本发明实施例提供的三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法中步骤S130中第二部分的流程图；

图8为三电平LLC谐振变换器交错并联时未施加平衡控制时输出功率的波形图；

图9为三电平LLC谐振变换器交错并联时施加了平衡控制后输出功率的波形图。

具体实施方式

本发明实施例通过提供一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，解决了现有技术中功率不平衡的技术问题，实现了提高了电源的效率和可靠性的技术效果。

本发明实施例中的技术方案为解决上述问题，总体思路如下：

先将各相LLC谐振变换器的电流进行比较，再基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，使这些相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间T_d2变大，从而减小了输入电压作用在谐振腔上的时间，使该相的LLC谐振变换器的谐振电流减小，从而使各路LLC谐振变换器的功率平衡，进而提高了电源的效率和可靠性。

为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。

在对本发明实施例提供的三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法进行说明之前，需要先对三电平LLC谐振变换器的电路结构、三电平LLC谐振变换器的控制方法和三电平LLC谐振变换器交错并联的电路结构进行说明。首先，对三电平LLC谐振变换器的电路结构进行说明：

参见图1，三电平LLC谐振变换器的电路结构由变压器XFR1、一次侧谐振电路和二次侧整流电路组成。其中，变压器XFR1的原边采用一个绕组。一次侧谐振电路，包括四个开关管S1、S2、S3、S4，两个二极管D1、D2，以及由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成的谐振腔；二次侧整流电路，包括两个二极管D3、D4。一次侧的四个开关管S1-S4依次串联。两个二极管串联后和开关管S2、S3并联。谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器XFR1的一次绕组三者串联后，一端连接至S2与S3的连接处(S2的s端)，另一端接至二极管D1、D2的连接处。输入的正极Vin+接至开关管S1的d端，输入的负极Vin-接至开关管S4的s端，输入的中点N接至二极管D1、D2的连接处。变压器XFR1二次侧绕组和二极管组成整流电路。第一绕组的一个端子p2和二极管D3的阳极相连，另一个端子m2和第二绕组的异名端p3相连，并接至输出的负极Vout-。第二绕组的另一个端子m3和二极管D4的阳极相连。二极管D3和D4的阴极相连，并接至输出的正极Vout+。由控制器产生的驱动信号g1、g2、g3、g4分别控制开关管S1、S2、S3、S4的开通和关断。驱动信号为高电平时，开通对应的开关管；驱动信号为低电平时，关断对应的开关管。

参见图2，如果不考虑死区时间，驱动信号g1、g2、g3、g4为占空比为0.5的同频率方波，其频率为f_sw。其中，g1与g2相位相同，g3与g4相位相同；g1、g2与g3、g4反相，即相位差180°。控制器通过改变驱动信号的频率f_sw，从而控制LLC变换器的输出电压。

为了避免开关管直通并实现ZVS，驱动信号g1、g2、g3、g4之间加入第一死区时间T_d1与第二死区时间T_d2。具体的说，驱动信号g1变低后延迟一段时间T_d2，再使驱动信号g2变低；g2变低后延迟一段时间T_d1，再使驱动信号g3、g4变高。相似地，驱动信号g4变低后延迟一段时间T_d2，再使驱动信号g3变低；g3变低后延迟一段时间T_d1，再使驱动信号g3、g4变高。

参见图3，三电平LLC谐振变换器交错并联的电路结构由n个三电平LLC谐振变换器组成，其中n≥2。输入的正极和两个串联且容值相等的电容C1、C2的一端相连，输入的负极和两个串联的电容C1、C2的另一端相连。所有LLC谐振变换器的输入正极Vin+和输入的正极相连；所有LLC谐振变换器的输入负极Vin-和输入的负极相连；所有LLC谐振变换器的中点N和电容C1、C2的连接点相连。所有LLC谐振变换器的输出正极Vout+都和输出的正极相连，所有LLC谐振变换器的输出负极Vout-都和输出的负极相连。输出的正负极之间接电容C3。

参见图4，本发明实施例提供的三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，至少包括：

步骤S110：对各相LLC谐振变换器输出驱动信号；

对本步骤进行说明：

对各相LLC谐振变换器输出相位差φ为360°/N的驱动信号；其中，N为LLC谐振变换器的个数。由于输入电流的基波为开关频率，而输出电流的基波为2倍的开关频率，因此这样不仅可以使输出纹波电流减小，而且还可以消除输入电流的开关频率的纹波。以三路并联为例，如图5所示，各路驱动信号的相位差为120°，达到同时减小输入和输出纹波的目的。

步骤S120：将各相LLC谐振变换器的电流进行比较；

对本步骤进行说明：

将各相LLC谐振变换器的输入电流或输出电流进行比较。

这里需要说明的是，由于比较输入电流和比较输出电流是等价的，没有区别，因此，在任何情况下，既可以比较输入电流，也可以比较输出电流。

步骤S130：基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，使这些相LLC谐振变换器的第二死区时间T_d2变大。

对本步骤进行说明：

基于比较结果确定各相LLC谐振变换器中的最小电流；

将各相LLC谐振变换器的电流与最小电流求差；

这里需要说明的是，若比较结果为输入电流的比较结果，则最小电流为最小输入电流；将各相LLC谐振变换器的输入电流与最小输入电流求差；若比较结果为输出电流的比较结果，则最小电流为最小输出电流；将各相LLC谐振变换器的输出电流与最小输出电流求差。

基于电流差值得到各相LLC谐振变换器的时间增量；

将各时间增量叠加到各LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。

其中，基于电流差值得到各相LLC谐振变换器的时间增量，至少包括：

将各电流差值通过比例-积分控制器，得到各相LLC谐振变换器的时间增量。

具体地，在将各电流差值通过比例-积分控制器之后，还至少包括：

将各电流差值通过限幅器，得到各相LLC谐振变换器的时间增量。

更具体地，步骤S130通过两部分完成，如图6和图7所示。第一部分，选择一相LLC变换器作为基准相。具体包括：将未改变第二死区时间的变换器(也就是ΔT_d＝0的变换器)作为备选对象，将它们的输出电流进行比较，选出电流最小的一相(假设是第m相)作为基准相。并将基准相的电流作为电流参考。第二部分，各相产生各自的第二死区时间增量ΔT_d。具体包括：如果该相是基准相(即m＝i)，那么死区增量设为零(即ΔT_d＝0)。如果该相不是基准相(即m≠i)，那么对该相的输出电流和基准相的输出电流求差，并经过比例-积分控制器和限幅器，产生死区时间增量ΔT_d。其中，限幅器的作用是使时间增量大于或者等于零，如果比例-积分控制器产生的死区时间增量ΔT_d小于零，那么限幅器将使ΔT_d＝0。各相产生的死区时间增量ΔT_d叠加到原先的第二死区时间T_d2上，使第二死区时间增加为T_d2+ΔT_d。

这里需要说明的是，各相产生的死区时间增量送回第一部分，作为生成基准相的依据。

图显示了采用交错并联但未施加平衡控制时，三路LLC谐振变换器的并联效果。交错并联的方式使各路驱动信号互差120°。电流的峰值由于相差互相错开，纹波变小。但由于谐振参数的不一致(存在5％的偏差)，在未施加平衡控制时，各路输出的功率不平衡。

图显示的是施加平衡控制后的交错并联效果。平衡控制使各路LLC变换器的驱动信号的第二死区时间有所不同，从而使各路变换器的输出功率趋于一致。

1、先将各相LLC谐振变换器的电流进行比较，再基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，使这些相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间T_d2变大，从而减小了输入电压作用在谐振腔上的时间，使该相的LLC谐振变换器的谐振电流减小，从而使各路LLC谐振变换器的功率平衡，进而提高了电源的效率和可靠性。

2、对各相LLC谐振变换器输出相位差φ为360°/N的驱动信号，由于输入电流的基波为开关频率，而输出电流的基波为2倍的开关频率，因此这样不仅可以使输出纹波电流减小，而且还可以消除输入电流的开关频率的纹波。

本发明实施例不仅能够减小输入输出的纹波电流，特别是能减小开关频率的输入电流纹波，而且还能克服多个LLC谐振变换器在交错并联时，出现的功率不平衡现象，从而提高了变换器的功率密度，并使其运行更安全、可靠、高效。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种三电平LLC谐振变换器的交错并联控制方法，其特征在于，至少包括：

对各相LLC谐振变换器输出驱动信号；

将所述各相LLC谐振变换器的电流进行比较；

基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对各相LLC谐振变换器输出驱动信号，至少包括：

对所述各相LLC谐振变换器输出相位差φ为360°/N的驱动信号；其中，N为所述LLC谐振变换器的个数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述各相LLC谐振变换器的电流进行比较，至少包括：

将所述各相LLC谐振变换器的输入电流或输出电流进行比较。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于比较结果将时间增量叠加到电流较大的各相LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上，至少包括：

基于比较结果确定所述各相LLC谐振变换器中的最小电流；

将所述各相LLC谐振变换器的电流与所述最小电流求差；

基于电流差值得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量；

将各所述时间增量叠加到所述各LLC谐振变换器的驱动信号的第二死区时间上。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述基于电流差值得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量，至少包括：

将各电流差值通过比例-积分控制器，得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，在所述将各电流差值通过比例-积分控制器之后，还至少包括：

将各电流差值通过限幅器，得到所述各相LLC谐振变换器的时间增量。