CN107612002B - 一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法和*** - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法和***，该方法在传统瞬态直接电流控制策略中加入了一个电流反馈环节的有源阻尼，通过反馈动车组网侧整流器的输入电流来虚拟电阻，即等效为动车组网侧整流器前的电阻。此外，在反馈通道中加入了50Hz陷波器避免虚拟电阻对基波产生阻尼影响。该控制策略能够削弱高速铁路车网耦合***中的谐振峰，增强高铁车网耦合***的稳定性，有效地抑制牵引网低频振荡。并且该方法结构简单，成本低。
Description
技术领域
本发明属于PWM整流器控制及其牵引网低频振荡领域，具体是一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法和***。
背景技术
牵引网低频振荡是近年来出现的一种因动车组高度密集运行所引发的新的技术问题。2008年至今已有多地出现低频振荡现象，振荡频率主要集中在3～7Hz。若缺少必要的抑制措施，振荡可能引起连锁反应，导致牵引封锁，甚至造成大面积的机车停运，严重威胁着牵引铁路***的安全稳定运行。
解决牵引网低频振荡问题主要从两方面入手，一方面是从牵引网侧考虑，应用柔***流输电装置来抑制低频振荡已在电网中得到广泛应用；利用并联静止无功补偿器(SVG)可以快速调节无功功率，维持电压的稳定；采用将广域测量信号作为输入的静止同步串联补偿器(SSSC)提供附加阻尼控制等。虽然这些抑制方法能有效抑制牵引网低频振荡，但都需要增设新的补偿设备，不符合经济性原则；另一方面是从机车侧考虑，目前对于抑制低频振荡的方法更多的是从改善动车组网侧整流器的控制方面入手，通过修改PI控制参数来抑制低频振荡，比例增益Kp取值越小，牵引网上可稳定运行的动车组列数越多，但会减慢***的响应，增大***静态误差。显然该方法虽能在一定程度上减少低频振荡的发生，但不能从本质上实现抑制；一种整流器的多变量控制方法来提高变流器稳定性，从输出电气量动、静态特性来比较，多变量控制的性能均优于瞬态直接电流控制，但该控制技术实现复杂，成本昂贵；一种基于自抗扰控制的牵引网网压低频振荡抑制方法，自抗扰控制器能克服PI控制器中快速性和超调之间的矛盾，实现扰动的及时估计和非线性动态补偿，相比PI控制器具有更好的控制品质，但该控制器结构复杂，参数难以整定。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法和***，该方法能有效抑制牵引网低频振荡，不需要增设补偿装置，也不需要增加实际的阻尼电阻，并且结构简单、实现方便、成本低。
高速铁路车网耦合***发生低频振荡需满足两个条件：1.当四象限整流器负载电流波动或者机车突然启动时，对网侧电压和电流的干扰作用；2.***本身处于临界稳定状态或者不稳定状态下，此时的***处于严重的欠阻尼或者负阻尼状态。
一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法，包括以下步骤：
步骤1：实时获取动车组网侧整流器的输入电流in；
步骤2：利用正弦和余弦依次对动车组网侧整流器的输入电流in进行相乘，构建虚拟50Hz陷波器，分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
步骤3：基于动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih，计算电压反馈信号；
所述电压反馈信号为ih·H，其中，KPWM为桥路PWM等效增益；Rv为动车组网侧整流器前应增大的等效电阻；
步骤4：利用电压反馈信号和动车组网侧整流器的电流内环比例控制器的输出信号相加，得到调制信号指令，依据调制信号指令对动车组网侧整流器进行控制；
其中，在所述电流内环比例控制器的输入端加上前馈扰动分量un-uL-uR，un表示动车组网侧整流器的输入电压，uL表示车载变压器等效电感L两端电压，uR表示车载变压器等效电阻Rn两端电压。
进一步地，所述分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih的过程如下：
步骤A：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以cosωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与-cosωt相乘，得到瞬时基波无功电流iq；
步骤B：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以sinωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与sinωt相乘，得到瞬时基波有功电流ip；
步骤C：从动车组网侧整流器的输入电流in中减去瞬时基波无功电流iq和瞬时基波有功电流ip，获得动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
其中，所述低通滤波处理是指采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器进行滤波。
一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制***，包括：
实时电流采集单元，用于实时获取动车组网侧整流器的输入电流in；
瞬时谐波电流提取单元，通过利用正弦和余弦依次对动车组网侧整流器的输入电流in进行相乘，构建虚拟50Hz陷波器，分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
电压反馈信号计算单元，利用虚拟电阻和瞬时谐波电流相乘计算获得电压反馈信号；
调制信号指令生成单元，利用电压反馈信号和动车组网侧整流器的电流内环比例控制器的输出信号相加，得到调制信号指令，依据调制信号指令对动车组网侧整流器进行控制；
扰动添加单元，在所述电流内环比例控制器的输入端加上前馈扰动分量un-uL-uR，un表示动车组网侧整流器的输入电压，uL表示车载变压器等效电感L两端电压，uR表示车载变压器等效电阻R两端电压。
进一步地，所述虚拟电阻利用动车组网侧整流器前应增大的等效电阻除以桥路PWM等效增益获得。
进一步地，所述瞬时谐波电流提取单元按照以下过程提取瞬时谐波电流：
步骤A：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以cosωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与-cosωt相乘，得到瞬时基波无功电流iq；
步骤B：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以sinωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与sinωt相乘，得到瞬时基波有功电流ip；
步骤C：从动车组网侧整流器的输入电流in中减去瞬时基波无功电流iq和瞬时基波有功电流ip，获得动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
其中，所述低通滤波处理是指采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器进行滤波。
有益效果
本发明提供了一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法和***，该方法基于虚拟电阻的概念，提出了一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制策略来增大***的阻尼，从而抑制牵引网低频振荡。该方法通过反馈动车组网侧整流器的输入电流虚拟一个电阻Rv，从而削弱谐振峰来提高***的稳定性，并避免无源阻尼的损耗问题。此外，为消除虚拟电阻对基波产生的阻尼影响，在反馈通道中通过虚拟陷波滤波器实现了50Hz陷波器滤波的效果。该控制***结构简单，实现方便，具有较大的推广价值。
附图说明
图1是本发明中基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法的控制结构框图；
图2为本发明中所述虚拟的50Hz陷波滤波器的结构框图；
图3是本发明中基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法的电流内环传递函数框图；
图4是本发明中基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法的电流内环等效传递函数框图；
图5是未加有源阻尼前，动车组列数不同时的高铁车网耦合***的极点分布图；
图6是以12列动车组为例，加入有源阻尼后，Rv不同时的高铁车网耦合***的极点分布图；
图7是以12列动车组为例，加入有源阻尼后，Rv不同时的高铁车网耦合***的伯德图；
图8是未加有源阻尼前，12列动车组同时运行的动车组侧电压、电流仿真波形图；
图9是加入有源阻尼后，12列动车组同时运行的动车组侧电压、电流仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明。
一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法，图1为本发明的控制结构框图，由图可知，电压外环是采用直流侧输出电压实际值Udc与给定值U* dc的误差信号进行PI调节，用于保证直流侧输出电压稳定。电压外环采用了负载电流id前馈控制，前馈控制器输出值In1和PI调节器输出In2之和为电流给定值i* n的幅值I* n，锁相环(PLL)检测网侧电源电压ug得到其相位和频率作为指令电流i* n的相位和频率，与电源电压同频同相的i* n是电流内环的输入信号，电流内环采用比例控制器使实际网侧电流in跟踪给定的网侧电流i* n，与采用有源阻尼控制使实际网侧电流经有源阻尼的输出信号一起构成调制信号的指令值u* ab。在电流内环控制中，稳态分量un-uL-uR为扰动信号，并将该扰动信号分量前馈到电流环中。其中，uL(uL＝-ωLn I* nsinωt)为车载变压器等效电感L两端电压，uR(uR＝Rn I* n cosωt)车载变压器等效电阻Rn两端电压。
基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法包含以下步骤：
步骤1：获取动车组网侧整流器的输入电流in；
步骤2：利用正弦和余弦依次对动车组网侧整流器的输入电流in进行相乘，构建虚拟50Hz陷波器，图2为本发明中50Hz陷波滤波效果实现的算法结构框图，分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
动车组网侧整流器的输入电流in可以分解为
in(t)＝ip(t)+iq(t)+ih(t)
式中，ip(t)为瞬时基波有功电流、iq(t)为瞬时基波无功电流、ih(t)为瞬时谐波电流。
设电网电压为us(t)＝Us sinωt，而含有谐波的周期性非正弦电网电流可以用傅里叶级数表示，即上式可进一步写成
in(t)＝Ipsinωt-Iqcosωt+ih(t)
若能分离出动车组网侧整流器的输入电流in(t)中的瞬时基波有功电流ip(t)和瞬时基波无功电流iq(t)，则可分离出电流中的谐波分量ih(t)，实现50Hz陷波器滤波的功能。
将式in(t)＝Ipsinωt-Iqcosωt+ih(t)的两边同时乘以sinωt，则有
上式中相当于直流分量的一项和Ip成比例，采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器可得到的Ip一半，若使低通滤波器的增益扩大一倍，可以使之输出Ip，这样可求出瞬时基波有功电流ip(t)＝Ip sinωt。
将式in(t)＝Ipsinωt-Iqcosωt+ih(t)的两边同时乘以cosωt，则有
上式中相当于直流分量的一项和Iq成比例，采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器可得到的Iq一半，若使低通滤波器的增益扩大一倍并取反，可以使之输出Iq，这样可求出瞬时基波无功电流iq(t)＝Iq cosωt。从而得到瞬时谐波电流ih(t)＝in(t)-(ip(t)+iq(t))，该算法的实现类似于50Hz陷波滤波器的功能。
步骤3：基于动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih，计算电压反馈信号；
所述电压反馈信号为ih·H，其中，KPWM为桥路PWM等效增益；Rv为动车组网侧整流器前应增大的等效电阻；Rv的取值需同时满足***快速性和超调的需求，***阻尼比的范围一般在0.4～0.8之间，即Rv最终的取值范围为[8,32]。
步骤4：利用电压反馈信号和动车组网侧整流器的电流内环比例控制器的输出信号相加，得到调制信号指令，依据调制信号指令对动车组网侧整流器进行控制；
其中，在所述电流内环比例控制器的输入端加上前馈扰动分量un-uL-uR，un表示动车组网侧整流器的输入电压，uL表示车载变压器等效电感Ln两端电压，uR表示车载变压器等效电阻Rn两端电压；uL＝-ωLn I* n sinωt，uR＝Rn I* n cosωt，ω＝2πf，f＝50Hz。
由于通过反馈动车组网侧整流器输入电流的有源阻尼，相当于增大了动车组网侧整流器前的等效电阻，削弱了高铁车网耦合***的谐振峰，增强了高铁车网耦合***的稳定性，有效地抑制了牵引网低频振荡。
图3、图4分别为本发明中基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法的电流内环传递函数框图、电流内环等效传递函数框图。
从图4中可知，图3中H的反馈点移至1/(Rn+sLn)的输入端，得到等效模型的物理意义是将动车组网侧整流器前的等效电阻增大，其值为Rn。显然，动车组网侧整流器的输入电流反馈等效为在动车组网侧整流器前串联了一个电阻Rv。
图5是未加有源阻尼前，动车组列数不同时的高铁车网耦合***的极点分布图，其中，箭头方向为动车组列数增加的方向，动车组列数分别为1，2，3，······，12。图中箭头方向为机车数量增加时，主导极点的移动方向。可见，该***具有一对共轭极点，***另两个极点实部的模远大于共轭极点实部的模，即这一对共轭极点为***的主导极点，影响***稳定性的主要是***的主导极点。随着机车数量的增加，***主导极点向复平面的右半平面移动，***阻尼比下降，当动车组数为12列时，***阻尼比为负，***易产生振荡。
图6、图7分别为以12列动车组为例，加入有源阻尼后，Rv不同时的高铁车网耦合***的极点分布图和伯德图(Rv值分别为0，16，32)。
从图6可知，箭头方向为Rv值增大的方向，随着Rv值的增大，主导极点从复平面的右半平面移动到了左边平面，高铁车网耦合***再次回到稳定状态。
从图7可知，Rv＝0时，高铁车网耦合***有低频谐振峰，尖峰值出现在7Hz左右，随Rv值的增大，谐振尖峰逐渐被削弱，***处于稳定状态。
图8、图9分别为未加有源阻尼前，12列动车组同时运行的动车组侧电压、电流仿真波形图、加入有源阻尼后，12列动车组同时运行的动车组侧电压、电流仿真波形图。
从图8中可知，12列动车组同时运行，动车组侧电压出现明显波动，电压峰值的波动范围约为2150V～2440V，振荡频率约为7Hz，这种振荡从数学上看，相当于用一个7Hz的低频信号对50Hz的正弦网压进行调制。电压、电流波形放大后可知，低频振荡发生时，电压和电流之间的相位逐步变化，在同相和反相之间逐渐过渡。
从图9中可知，当12列动车组同时运行，动车组侧电压、电流均未出现波动，通过放大波形图可知，且保持同相运行。显然，基于有源阻尼的瞬态直接电流控制策略能有效地抑制牵引网低频振荡。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。
Claims (3)
1.一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：实时获取动车组网侧整流器的输入电流in；
步骤2：利用正弦和余弦依次对动车组网侧整流器的输入电流in进行相乘，构建虚拟50Hz陷波器，分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
步骤3：基于动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih，计算电压反馈信号；
所述电压反馈信号为ih·H，其中，KPWM为桥路PWM等效增益；Rv为动车组网侧整流器前应增大的等效电阻；
步骤4：利用电压反馈信号和动车组网侧整流器的电流内环比例控制器的输出信号相加，得到调制信号指令，依据调制信号指令对动车组网侧整流器进行控制；
其中，在所述电流内环比例控制器的输入端加上前馈扰动分量un-uL-uR，un表示动车组网侧整流器的输入电压，uL表示车载变压器等效电感L两端电压，uR表示车载变压器等效电阻Rn两端电压；
所述分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih的过程如下：
步骤A：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以cosωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与-cosωt相乘，得到瞬时基波无功电流iq；
步骤B：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以sinωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与sinωt相乘，得到瞬时基波有功电流ip；
步骤C：从动车组网侧整流器的输入电流in中减去瞬时基波无功电流iq和瞬时基波有功电流ip，获得动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
其中，所述低通滤波处理是指采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器进行滤波。
2.一种基于有源阻尼的瞬态直接电流控制***，其特征在于，包括：
实时电流采集单元，用于实时获取动车组网侧整流器的输入电流in；
瞬时谐波电流提取单元，通过利用正弦和余弦依次对动车组网侧整流器的输入电流in进行相乘，构建虚拟50Hz陷波器，分解出动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
电压反馈信号计算单元，利用虚拟电阻和瞬时谐波电流相乘计算获得电压反馈信号；
调制信号指令生成单元，利用电压反馈信号和动车组网侧整流器的电流内环比例控制器的输出信号相加，得到调制信号指令，依据调制信号指令对动车组网侧整流器进行控制；
扰动添加单元，在所述电流内环比例控制器的输入端加上前馈扰动分量un-uL-uR，un表示动车组网侧整流器的输入电压，uL表示车载变压器等效电感L两端电压，uR表示车载变压器等效电阻Rn两端电压；
所述瞬时谐波电流提取单元按照以下过程提取瞬时谐波电流：
步骤A：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以cosωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与-cosωt相乘，得到瞬时基波无功电流iq；
步骤B：将动车组网侧整流器的输入电流in乘以sinωt后的信号，进行低通滤波处理，接着，对经过低通滤波处理的信号扩大2倍后，再与sinωt相乘，得到瞬时基波有功电流ip；
步骤C：从动车组网侧整流器的输入电流in中减去瞬时基波无功电流iq和瞬时基波有功电流ip，获得动车组网侧整流器的瞬时谐波电流ih；
其中，所述低通滤波处理是指采用截止频率为0.5Hz的低通滤波器进行滤波。
3.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述虚拟电阻利用动车组网侧整流器前应增大的等效电阻除以桥路PWM等效增益获得。
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