CN107579715B - 一种宽带线性化cmos低噪声放大器电路 - Google Patents
一种宽带线性化cmos低噪声放大器电路 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，针对目前的线性化技术中多是在单个频点取得线性度的提升，在宽带范围内取得高线性缺乏有效解决方法；本申请通过采用CMOS互补对称结构来设计LNA电路，并使用数字控制的偏置电路和晶体管尺寸进行宽带范围内的线性度调谐优化；得到可以在宽带范围内显著提高LNA的线性度，并同时获得较高的增益，以及较低的噪声指数的LNA电路。
Description
技术领域
本发明属于集成电路领域，特别涉及一种线性化低噪声放大器设计技术。
背景技术
CMOS工艺的等比例缩减使得能够容易地设计出低噪声、低功耗的放大器。然而，CMOS晶体管的线性度却由于电源电压递减和迁移率的退化而恶化。另一方面，基于宽带收发原理的软件无线电技术更是对线性度提出了高的要求。所有这些催生了线性化技术的研究与开发。
回溯过去，最有效的线性化方法是多栅晶体管(MGTR)技术(即,T.W.Kim,B.-K.Kim,and K.-R.Lee,“Highly linear receiver front-end adopting MOSFETtransconductance linearization by multiple gated transistors,”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.39,no.1,pp.223–229,Jan.2004)，如图1所示，该技术通过在主晶体管旁边并联一个工作在弱反型区的，具有正的三阶非线性系数的辅助管，来抵消主管的负三阶非线性系数。进而在一个较宽的偏置电压范围内增加了电路的线性度。尽管如此，但在高频下，二阶非线性系数和输入网络的相互作用通常限制了该技术的实际效果。于是，改进的导数叠加方法被提出，来缓解该矛盾，但伴之的是输入匹配网络结构变得复杂。之后，出现了后失真技术(H.Zhang,X.Fan,and E.Sánchez-Sinencio,“A low-power,linearized,ultra-wideband LNA design technique,”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.44,no.2,pp.320–330,Feb.2009.)，如图2所示，三阶交调分量IM3消除器的控制电压可以从输入晶体管的输出节点采样，结果降低了对输入匹配网路的影响。然而，总体来说以前的线性化技术更多是在单个频点取得线性度的提升。在宽带范围内取得高线性仍然是一个极具挑战性的任务。
发明内容
为解决上述技术问题，本申请提出了一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，采用CMOS互补对称结构提高了二阶线性度，采用数字控制技术对电路的非线性性能进行调谐获得宽带的三阶扭曲补偿效果；显著提高低噪声放大器电路的宽带线性度。
本发明采用的技术方案为：一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，包括：共栅输入级、噪声消除级、放大级以及负载级；共栅输入级的输入端接射频信号，共栅输入级的第一输出端接放大级的第一输入端，共栅输入级的第二输出端接放大级的第二输入端；放大级的输出端接负载级的输入端；噪声消除级的输入端接射频输入信号；噪声消除级的输出端接负载级的输入，负载级的输出端输出放大信号。
进一步地，所述共栅输入级包括：第一NMOS管、第一PMOS管、电阻Rgp、电阻Rgn、电容C1、电容C3；所述第一NMOS管的源极与第一PMOS管的源极相连共同作为共栅输入级的输入端，并通过隔直电容C4接射频信号；第一NMOS管的漏极通过电阻Rgn接电源VDD；第一NMOS管的漏极还与电容C1第一端相连，电容C1的第二端作为共栅输入级的第一输出端；第一PMOS管的漏极通过电阻Rgp接地；第一PMOS管的漏极还与电容C3的第一端相连，电容C3的第二端作为共栅输入级的第二输出端；第一NMOS管的栅极接电压Vbn1；第一PMOS管的栅极接电压Vbp1。
更进一步地，所述电压Vbn1与电压Vbp1通过4比特数位控制。
进一步地，所述放大级包括：第二NMOS管、第二PMOS管，所述第二NMOS管的栅极作为放大级的第一输入端；第二NMOS管的源极连接电源VDD；第二NMOS管的漏极与第二PMOS管的漏极相连共同作为放大级的输出端；第二PMOS管的栅极作为放大级的第二输入端；第二PMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的栅极还接电压Vbn3，第二PMOS管的栅极还接电压Vbp3。
进一步地，所述噪声消除级包括：第三NMOS管、第三PMOS管、电阻RF、电容C2；所述第三NMOS管的栅极与第三PMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极还与电容C2第一端相连，电容C2第二端作为噪声消除级的输入端；第三NMOS管的栅极还与电阻RF的第一端相连，电阻RF的第二端与第三NMOS管漏极相连；第三NMOS管源极接外部电压，所述第三NMOS管漏极还与第三PMOS管漏极相连共同作为噪声消除级的输出端；第三PMOS管源极接地。
进一步地，所述第三NMOS管的N阱宽度Wn3与第三PMOS管的P阱宽度Wp3通过2比特数位控制。
本发明的有益效果：本发明的一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，包括了在主路径上的共栅输入级、放大级、和辅助路径上的噪声消除级，以及负载级；射频信号经主路径和辅助路径的放大后从负载电阻处输出；本申请采用数字控制技术对电路的非线性性能进行调谐获得宽带的三阶扭曲补偿效果；并且本申请的低噪声放大器电路为CMOS互补对称结构提高了二阶线性度；本发明的低噪声放大器电路在维持一定的增益和噪声指数下，可以显著提高LNA的宽带线性度。
附图说明
图1为现有多栅晶体管(MGTR)放大器电路原理图；
图2为现有后失真放大器电路原理图；
图3是本发明一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路的原理图；
图4是本发明一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路的增益结果曲线；
图5是本发明一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路噪声结果曲线；
图6是本发明一种宽带线性化CMOS低噪声放大器的宽带线性度结果图。
具体实施方式
为便于本领域技术人员理解本发明的技术内容，下面结合附图对本发明内容进一步阐释。
如图1所示为本申请的放大器电路原理图，本申请的技术方案为：一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，采用CMOS互补对称结构，包括：共栅输入级、噪声消除级、放大级以及负载级；共栅输入级的输入端接射频信号，共栅输入级的第一输出端接放大级的第一输入端，共栅输入级的第二输出端接放大级的第二输入端；放大级的输出端接负载级的输入端；噪声消除级的输入端接射频输入信号；噪声消除级的输出端接负载级的输入，负载级的输出端输出放大信号。
共栅输入级包括：第一NMOS管Mn1、第一PMOS管Mp1、电阻Rgp、电阻Rgn、电容C1、电容C3；信号源Vs一端接地，另一端经由电阻Rs和一个隔直电容C4作为射频输入信号，Mp1和Mn1两者的源极与射频输入信号相连接于X点，Mp1的栅极连接于电压Vbp1，Mn1的栅极连接于电压Vbn1；Mp1的漏级通过电阻Rgp接地(GND)，Mp1的漏级还通过电容C3连接于Mn3的栅极；Mn1的漏级通过电阻Rgn连接VDD，Mn1的漏级还通过电容C1连接于Mp3的栅极。
放大级包括：第二NMOS管Mn3、第二PMOS管Mp3，Mn3和Mp3两者的漏级连接于Y点。Mp3的源极连接VDD，Vbp3通过一个电阻与Mp3的栅极相连接；Mn3的源极接地(GND)，Vbn3通过一个电阻与Mn3的栅极相连接。
噪声消除级包括：第三NMOS管Mn2、第三PMOS管Mp2、电阻RF、电容C2；Mp2与Mn2两者的栅极连接在一起，并通过一个电容C2连接射频输入信号；Mp2的源极连接一个外加电压，Mn2的源极接地；Mp2与Mn2两者的漏级连接在一起，作为噪声消除级的输出端；在Mp2与Mn2两者的栅极和漏级之间串接一个电阻RF。
负载级是由一个电容CL、电阻RL构成。该级连接于Y点，依次通过一个电容CL，低噪放负载电阻RL连接到地，经主路径和辅助路径的放大后信号从负载电阻处输出。
本发明提出的低噪声放大器电路，采用CMOS互补对称结构来补偿二阶扭曲系数，并使用数字控制的偏置电压(Vbn1、Vbp1)和管子尺寸(Wn3&Wp3)进行宽带范围内的线性度调谐优化。通过将互补晶体管等效为复合晶体管进行分析上的等效，以简便电路的性能分析。具体地：
其中，gmni、gmpi、gmi分别代表晶体管Mni、Mpi、复合晶体管Mi的跨导(i取1～3)；g′mni,g′mpi,g′mi,g″mni,g″mpi,g″mi代表了晶体管Mni、Mpi，复合晶体管Mi的一阶、二阶跨导导数。
根据电路理论，本发明电路的输出信号电流io可以表示为输入信号vs的非线性函数：
首先，由于互补技术可以大大消除二阶非线性，所以公式里面的g′mi相关项近似忽略。其次，因为在弱反型区的晶体管与强反型晶体管的三阶非线性极性相反，而二阶非线性极性相同。因此，调整放大级晶体管Mn3/Mp3尺寸可以抵消噪声消除级晶体管Mn2/Mp2的三阶非线性。即式(5)中第二项得以消除。基于这个原理，放大器在单个频点处可以获得高的IIP3、IIP2线性度。再次，随着频率的增加，式(5)中第二项的非线性互相抵消会发生恶化。原因在于主路径、辅助路径寄生效应带来的非线性矢量极性旋转。此时，通过式(5)中第四项三阶非线性项的引入，可以对第二项产生的频率依赖性补偿偏差进行补偿。通过控制Vbn1&Vbp1，第四项的三阶非线性得以调谐。
仿真表明，改变Mn3and Mp3尺寸可以进一步取得优化的宽带线性度性能。具体地，4比特控制的Vbn1：1.5/1.525/1.55/1.57-V，4比特控制的Vbp1：0.2/0.24/0.27/0.3-V。2比特控制的Wn3&Wp3分别为20/25、70/80-μm，沟道长度均为0.18-μm。另一方面本发明中，式(5)中引入的三阶非线性项使得电路的输入晶体管的噪声不能完全消除，但是仿真表明，本发明电路采用的增加的噪声消除级跨导依然可以获得电路整体的低噪声；具体为：
本申请LNA(低噪声放大器)电路采用0.18μm rf CMOS工艺实现。在1.8V电源电压下，芯片偏置电流为10.6mA。辅助路径闭合(Aux.on)的电压增益曲线为S11，辅助路径断开(Aux.off)的电压增益曲线为S12，如图4所示，S11<10dB的带宽为0.1到1.4GHz，LNA的电压增益达到了16.1dB。图5给出了噪声指数结果，在0.1到1.4GHz.频率范围内，本申请曲线的噪声指数为2.8～3.4dB，当辅助路径断开后，噪声退化到8dB左右。
此外对于数字控制字带来的偏置变化，导致的增益、噪声恶化分别小于0.8、0.4dB。采用等幅双音的测试信号进行线性度仿真，且IIP2、IIP3的双音间距分别为100、10MHz。如图6所示，IIP3和IIP2在设计的带宽范围内依次为13～18.9、24～40dBm。对于图中的500MHz点频优化结果，相应数字控制字对应的控制变量为Vbn1&Vbp1:1.5、0.3V；Wn3&Wp3:25、80um。可见本申请的LNA电路取得了良好的宽带IIP3和IIP2性能。
图4-6中的Frequency表示频率。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (3)
1.一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，其特征在于，包括：共栅输入级、噪声消除级、放大级以及负载级；共栅输入级的输入端接射频信号，共栅输入级的第一输出端接放大级的第一输入端，共栅输入级的第二输出端接放大级的第二输入端；放大级的输出端接负载级的输入端；噪声消除级的输入端接射频输入信号；噪声消除级的输出端接负载级的输入，负载级的输出端输出放大信号；
所述共栅输入级包括：第一NMOS管、第一PMOS管、电阻Rgp、电阻Rgn、电容C1、电容C3；所述第一NMOS管的源极与第一PMOS管的源极相连共同作为共栅输入级的输入端，并通过隔直电容C4接射频信号；第一NMOS管的漏极通过电阻Rgn接电源VDD；第一NMOS管的漏极还与电容C1第一端相连，电容C1的第二端作为共栅输入级的第一输出端；第一PMOS管的漏极通过电阻Rgp接地；第一PMOS管的漏极还与电容C3的第一端相连，电容C3的第二端作为共栅输入级的第二输出端；第一NMOS管的栅极接电压Vbn1；第一PMOS管的栅极接电压Vbp1；
所述放大级包括：第二NMOS管、第二PMOS管，所述第二NMOS管的栅极作为放大级的第一输入端；第二NMOS管的源极连接电源VDD；第二NMOS管的漏极与第二PMOS管的漏极相连共同作为放大级的输出端；第二PMOS管的栅极作为放大级的第二输入端；第二PMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的栅极还接电压Vbn3，第二PMOS管的栅极还接电压Vbp3；
所述噪声消除级包括：第三NMOS管、第三PMOS管、电阻RF、电容C2；所述第三NMOS管的栅极与第三PMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极还与电容C2第一端相连，电容C2第二端作为噪声消除级的输入端；第三NMOS管的栅极还与电阻RF的第一端相连，电阻RF的第二端与第三NMOS管漏极相连；第三NMOS管源极接外部电压，所述第三NMOS管漏极还与第三PMOS管漏极相连共同作为噪声消除级的输出端；第三PMOS管源极接地；
通过将互补晶体管等效为复合晶体管进行分析上的等效，以简便电路的性能分析，具体地：
其中，gmni、gmpi、gmi分别代表NMOS管(Mni)、PMOS管(Mpi)、复合晶体管Mi的跨导；g′mni,g′mpi,g′mi,g″mni,g″mpi,g″mi代表了NMOS管(Mni)、PMOS管(Mpi)、复合晶体管Mi的一阶、二阶跨导导数，i取1～3；
根据电路理论，电路的输出信号电流io可以表示为输入信号vs的非线性函数：
首先，由于互补技术可以大大消除二阶非线性，所以公式里面的g′mi相关项近似忽略；其次，因为在弱反型区的晶体管与强反型晶体管的三阶非线性极性相反，而二阶非线性极性相同；因此，通过调整第三NMOS管的N阱宽度Wn3与第三PMOS管的P阱宽度Wp3抵消噪声消除级晶体管Mn2/Mp2的三阶非线性；即式(5)中第二项得以消除，基于这个原理，放大器在单个频点处可以获得高的IIP3、IIP2线性度；再次，随着频率的增加，式(5)中第二项的非线性互相抵消会发生恶化，原因在于主路径、辅助路径寄生效应带来的非线性矢量极性旋转，此时，通过式(5)中第四项三阶非线性项的引入，可以对第二项产生的频率依赖性补偿偏差进行补偿；通过控制Vbn1和Vbp1，第四项的三阶非线性得以调谐。
2.根据权利要求1所述的一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，其特征在于，所述电压Vbn1与电压Vbp1通过4比特数位控制。
3.根据权利要求1所述的一种宽带线性化CMOS低噪声放大器电路，其特征在于，所述第三NMOS管的N阱宽度Wn3与第三PMOS管的P阱宽度Wp3通过2比特数位控制。
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