CN107561357B - 一种基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置 - Google Patents

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CN107561357B CN201710543287.6A CN201710543287A CN107561357B CN 107561357 B CN107561357 B CN 107561357B CN 201710543287 A CN201710543287 A CN 201710543287A CN 107561357 B CN107561357 B CN 107561357B
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Abstract

本发明提出了一种基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置，包括：对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理；分别采用相位差法和插值法对数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量；根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率。本发明在数字信道化不过采时仍然具有较高的频率测量精度。

Description

一种基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置
技术领域
本发明涉及电子侦察中的雷达信号侦察和干扰技术领域，特别涉及一种基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置。
背景技术
现代电子战需要截获敌方的电磁频谱信息，其中最重要的是测量敌方电磁信号的频率参数，根据此频率参数，可以得到频率捷变雷达的捷变频范围和频谱宽度等重要指标，它能反映雷达的功能和用途。在现代复杂的电磁环境下，为了实施有效的干扰，必须首先对信号进行分选和威胁识别，雷达的频率信息是进行分选和威胁识别的重要依据。
比较常见的测频方法有纯信道化测频和比相法瞬时测频。纯信道化测频具有灵敏度高的优点，但是受信道个数不能太多的限制，测频精度较低；比相法瞬时测频具有很高的测频精度，但是对信号信噪比要求较高，灵敏度较差。两者相结合的方法既能提高信号检测灵敏度，也能提高测频精度。即先使用数字信道化对信号进行信道化分，然后再使用相位差法测量信号瞬时频率。
但是当数字信道化不过采时，受噪声影响，相位差瞬时测频会存在相位测量模糊问题，极大地影响测频精度。
发明内容
本发明的目的旨在至少解决所述技术缺陷之一。
为此，本发明的目的在于提出一种基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置。
为了实现上述目的，本发明一方面的实施例提供一种基于信道化的高精度瞬时测频方法，包括如下步骤：
步骤S1，对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理；
步骤S2，分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量；
步骤S3，根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率。
进一步，在所述步骤S1中，采用偶排列、临界抽取的多相相带通滤波器组实现数字信道化处理。
进一步，在所述步骤S2中，
假设所述步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000021
其中，
Figure BDA0001342390700000022
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
采用所述相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure BDA0001342390700000023
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure BDA0001342390700000024
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
进一步，在所述步骤S2中，
假设所述步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000025
其中，
Figure BDA0001342390700000026
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
采用所述插值法，进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure BDA0001342390700000031
Figure BDA0001342390700000032
Figure BDA0001342390700000033
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure BDA0001342390700000034
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔。当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1。
进一步，在所述步骤S3中，
假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure BDA0001342390700000035
则
Figure BDA0001342390700000036
如果
Figure BDA0001342390700000037
则
Figure BDA0001342390700000038
如果
Figure BDA0001342390700000039
则f(n)＝f1(n)，
其中，0≤α≤1，α比较合适的取值是0.75。
本发明实施例还提出一种基于信道化的高精度瞬时测频装置，包括：数字信道化模块、瞬时频率测量模块和频率解模糊模块，其中，
所述数字信道化模块用于对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理；
所述瞬时频率测量模块用于分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量；
所述频率解模糊模块用于根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率。
进一步，所述数字信道化模块采用偶排列、临界抽取的多相相带通滤波器组实现数字信道化处理。
进一步，假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000041
其中，
Figure BDA0001342390700000042
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
所述瞬时频率测量模块采用相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure BDA0001342390700000043
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure BDA0001342390700000044
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
进一步，假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000045
其中，
Figure BDA0001342390700000046
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
所述瞬时频率测量模块采用所述插值法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure BDA0001342390700000047
Figure BDA0001342390700000048
Figure BDA0001342390700000051
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure BDA0001342390700000052
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔。当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1。
进一步，所述频率解模糊模块假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure BDA0001342390700000053
则
Figure BDA0001342390700000054
如果
Figure BDA0001342390700000055
则
Figure BDA0001342390700000056
如果
Figure BDA0001342390700000057
则
Figure BDA0001342390700000058
其中，0≤α≤1，α比较合适的取值是0.75。
根据本发明实施例的基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置，其目的是为了能够在数字信道化不过采时仍然具有较高的频率测量精度。本发明对接收到的外部信号进行信道化处理，能够滤除带外噪声，提高信噪比，并提高信号检测灵敏度和测频精度；通过对信道化之后的信号进行基于相位差和插值法的瞬时频率测量，能够较准确地得到信号的频率信息；通过频率解模糊处理，即根据插值法得到的频率对相位差法测得的频率进行解模糊，可以确保得到无模糊的信号频率，极大地提高信号频率的测量精度。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为根据本发明实施例的基于信道化的高精度瞬时测频方法的流程图；
图2为根据本发明实施例的基于信道化的高精度瞬时测频装置的结构图；
图3为根据本发明实施例的基于多相滤波结构的数字信道化原理图；
图4为根据本发明实施例的相位差法瞬时测频原理图；
图5为根据本发明实施例的频率解模糊示例图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
如图1所示，本发明实施例的基于信道化的高精度瞬时测频方法，包括如下步骤：
步骤S1，对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理，以滤除信道之外的噪声。
具体地，采用偶排列、临界抽取的多相相带通滤波器组实现数字信道化处理。对输入雷达信号使用一组性能相同的带通滤波器组，将原始全频带信号分割为多个子频带信号。数字信道化有一种高效的实现方法，即基于多相滤波器组的信道化结构。
如图3所示，图中所示为复信号的偶排列、临界抽取多相滤波结构，主要过程是先对输入信号进行D倍抽取，然后对抽取信号进行滤波，最后经过D点FFT输出D个信道的样本点。本实施例采用偶排列、临界抽取的多相滤波结构实现数字信道化。
步骤S2，分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量。
(1)相位差法
假设步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000061
其中，
Figure BDA0001342390700000062
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
如图4所示，采用相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure BDA0001342390700000071
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure BDA0001342390700000072
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
(2)插值法
假设步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000073
其中，
Figure BDA0001342390700000074
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
采用插值法，进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure BDA0001342390700000075
Figure BDA0001342390700000076
Figure BDA0001342390700000077
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure BDA0001342390700000078
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔。当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1。
由于相位差法瞬时测频得到的频率精度较高，但是存在相位模糊现象，导致测频模糊；插值法测频得到的频率精度较低，但是不会存在测频模糊现象。
步骤S3，根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率，确保频率测量的准确性。
具体地，假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure BDA0001342390700000081
则
Figure BDA0001342390700000082
如果
Figure BDA0001342390700000083
则
Figure BDA0001342390700000084
如果
Figure BDA0001342390700000085
则f(n)＝f1(n)，
其中，0≤α≤1，α比较合适的取值是0.75。
经过解模糊处理之后，原始可能存在模糊的频率均被校正回正确的频率，从而使得测量的频率更准确。图5显示的是采用频率解模糊算法前后的测频效果图。图5中，信道带宽为18.75MHz，即频率范围是-9.375MHz到+9.375之间。
采用相位差法瞬时测频时，测频模糊现象很严重，即-9MHz附近的频率被测成了+9MHz左右的频率，经过解模糊处理之后，+9MHz附近的频率被校正回正确的频率。
如图2所示，本发明实施例还提出一种基于信道化的高精度瞬时测频装置，包括：数字信道化模块100、瞬时频率测量模块200和频率解模糊模块300。
具体地，数字信道化模块100用于对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理。
在本发明的一个实施例中，数字信道化模块100采用偶排列、临界抽取的多相相带通滤波器组实现数字信道化处理。对输入雷达信号使用一组性能相同的带通滤波器组，将原始全频带信号分割为多个子频带信号。数字信道化有一种高效的实现方法，即基于多相滤波器组的信道化结构。
如图3所示，图中所示为复信号的偶排列、临界抽取多相滤波结构，主要过程是先对输入信号进行D倍抽取，然后对抽取信号进行滤波，最后经过D点FFT输出D个信道的样本点。本实施例采用偶排列、临界抽取的多相滤波结构实现数字信道化。
瞬时频率测量模块200用于分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量。
(1)相位差法
假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000091
其中，
Figure BDA0001342390700000092
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
瞬时频率测量模块200采用相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure BDA0001342390700000093
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure BDA0001342390700000094
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
(2)插值法
假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure BDA0001342390700000095
其中，
Figure BDA0001342390700000096
是真实信号，A是信号幅度，φ是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
瞬时频率测量模块200采用插值法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure BDA0001342390700000097
Figure BDA0001342390700000098
Figure BDA0001342390700000101
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure BDA0001342390700000102
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔。当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1。
频率解模糊模块300用于根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率，确保频率测量的准确性。
具体地，频率解模糊模块300假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure BDA0001342390700000103
则
Figure BDA0001342390700000104
如果
Figure BDA0001342390700000105
则
Figure BDA0001342390700000106
如果
Figure BDA0001342390700000107
则f(n)＝f1(n)，
其中，0≤α≤1，α比较合适的取值是0.75。
经过解模糊处理之后，原始可能存在模糊的频率均被校正回正确的频率，从而使得测量的频率更准确。图5显示的是采用频率解模糊算法前后的测频效果图。图5中，信道带宽为18.75MHz，即频率范围是-9.375MHz到+9.375之间。
采用相位差法瞬时测频时，测频模糊现象很严重，即-9MHz附近的频率被测成了+9MHz左右的频率，经过解模糊处理之后，+9MHz附近的频率被校正回正确的频率。
根据本发明实施例的基于信道化的高精度瞬时测频方法和装置，其目的是为了能够在数字信道化不过采时仍然具有较高的频率测量精度。本发明对接收到的外部信号进行信道化处理，能够滤除带外噪声，提高信噪比，并提高信号检测灵敏度和测频精度；通过对信道化之后的信号进行基于相位差和插值法的瞬时频率测量，能够较准确地得到信号的频率信息；通过频率解模糊处理，即根据插值法得到的频率对相位差法测得的频率进行解模糊，可以确保得到无模糊的信号频率，极大地提高信号频率的测量精度。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (6)

1.一种基于信道化的高精度瞬时测频方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤S1，对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理；
步骤S2，分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量；假设所述步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure FDA0002485713620000011
其中，
Figure FDA0002485713620000012
是真实信号，A是信号幅度，
Figure FDA0002485713620000013
是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
采用所述插值法，进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure FDA0002485713620000014
Figure FDA0002485713620000015
Figure FDA0002485713620000016
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure FDA0002485713620000017
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔，当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1；
步骤S3，根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率；假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure FDA0002485713620000021
则
Figure FDA0002485713620000022
如果
Figure FDA0002485713620000023
则
Figure FDA0002485713620000024
如果
Figure FDA0002485713620000025
则f(n)＝f1(n)，
其中，0≤α≤1，α取值是0.75。
2.如权利要求1所述的基于信道化的高精度瞬时测频方法，其特征在于，在所述步骤S1中，采用偶排列、临界抽取的多相带通滤波器组实现数字信道化处理。
3.如权利要求1所述的基于信道化的高精度瞬时测频方法，其特征在于，在所述步骤S2中，
假设所述步骤S1数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure FDA0002485713620000026
其中，
Figure FDA0002485713620000027
是真实信号，A是信号幅度，
Figure FDA0002485713620000028
是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
采用所述相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure FDA0002485713620000029
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure FDA00024857136200000210
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
4.一种基于信道化的高精度瞬时测频装置，其特征在于，包括：数字信道化模块、瞬时频率测量模块和频率解模糊模块，其中，
所述数字信道化模块用于对输入的雷达信号进行数字信道化处理，包括：采用多相带通滤波器组对输入的雷达信号进行抽取和滤波，并进行傅里叶FFT变换后输出多个信道的样本点，以实现数字信道化处理；
所述瞬时频率测量模块用于分别采用相位差法和插值法对步骤S1中数字信道化处理后的多路信号进行瞬时频率测量；其中，假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure FDA0002485713620000031
其中，
Figure FDA0002485713620000032
是真实信号，A是信号幅度，
Figure FDA0002485713620000033
是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
所述瞬时频率测量模块采用所述插值法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：计算第i个信道以及第i-1个信道和第i+1个信道信号幅度：
Figure FDA0002485713620000034
Figure FDA0002485713620000035
Figure FDA0002485713620000036
其中，Ii(n)与Qi(n)是第i个信道第n个点的正交信号，Ai(n)是第i个信道第n个点的信号幅度；
步骤2：使用插值法根据信号幅度计算第i个信道信号频率：
Figure FDA0002485713620000037
其中，Ai(n)是第i个信道信号幅度，Aneighbour(n)为Ai-1(n)和Ai+1(n)中的较大信号幅度，Δt是采样间隔，当Ai-1(n)大于Ai+1(n)时，λ＝-1；当Ai-1(n)小于Ai+1(n)时，λ＝1；
所述频率解模糊模块用于根据插值法得到的频率对相位差法得到的频率进行解模糊处理，以将原始存在模糊的频率校正回正确的频率；所述频率解模糊模块假设相位差法得到的频率为f1(n)，插值法得到的频率为f2(n)，最终解模糊之后的频率为f(n)，解模糊过程如下：
如果
Figure FDA0002485713620000041
则
Figure FDA0002485713620000042
如果
Figure FDA0002485713620000043
则
Figure FDA0002485713620000044
如果
Figure FDA0002485713620000045
则f(n)＝f1(n)，
其中，0≤α≤1，α取值是0.75。
5.如权利要求4所述的基于信道化的高精度瞬时测频装置，其特征在于，所述数字信道化模块采用偶排列、临界抽取的多相带通滤波器组实现数字信道化处理。
6.如权利要求4所述的基于信道化的高精度瞬时测频装置，其特征在于，
假设数字信道化之后的信号为基带单一频率信号,其表达式为：
Figure FDA0002485713620000046
其中，
Figure FDA0002485713620000047
是真实信号，A是信号幅度，
Figure FDA0002485713620000048
是初始相位，f是信号频率，Δt是采样时间间隔，ω(n)是零均值高斯白噪声；
所述瞬时频率测量模块采用相位差法进行瞬时频率测量的计算步骤如下：
步骤1：对数字信道化之后第i个信道相邻两个采样点xi(n)与xi(n-1)进行共轭相乘：
yi(n)＝xi(n)·conj(xi(n-1))＝Ii(n)+jQi(n)
步骤2：利用正交信号Ii(n)与Qi(n)的关系得到相角φi(n)，即
Figure FDA0002485713620000049
步骤3：通过相位与频率之间的转换运算得到每个信道中对应信号的瞬时频率：
Figure FDA00024857136200000410
其中，Δt是采样间隔，即当前信道两采样点之间的时间间隔，fi(n)是第i个信道相位差法得到的信号频率。
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