CN107342711B - 控制设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及控制设备。对于由具有载波频率fc的载波信号激励的分解器所检测的至少二相信号，所述控制设备包括：第一移相器，以在低于所述载波频率fc的频率f1处的极点，对分解器的第一相位信号进行移相；第二移相器，以在高于所述载波频率fc的频率f2处的极点，对所述分解器的第二相位信号进行移相；信号生成器，生成用于抵消载波信号中的误差分量的校正信号；以及合成器，对经移相的第一相位信号、经移相的第二相位信号、以及用于抵消所述误差分量的所述校正信号进行合成，以构建作为以所述分解器的转子的旋转角度来调制的所述载波信号的经相位调制信号。

Description

控制设备
技术领域
本发明涉及控制设备，具体涉及用于控制电机的控制设备。
背景技术
日本未审专利申请公开No.8-287173和8-35856公开了一种方法，所述方法通过信号转换器将由单相激励获得的二相分解器信号中的一个信号移相90°、合成所得的信号与该二相分解器信号中的另一个信号、并且根据所合成的信号检测分解器的角度。此外，日本未审专利申请公开No.2004-347612公开了一种检测在分解器的所检测到的角度中是否存在异常的设备。
发明内容
然而，在日本未审专利申请公开No.8-287173、8-35856和2004-347612中公开的方法中，当分解器中存在绕组变化时，相位固定的载波信号作为载波误差分量剩余在相位调制信号中，其成为导致位置误差的主要因素。
现有技术的其他问题以及本发明的新颖性特性根据说明书和附图的描述将显而易见。
根据一个示例方面，一种控制设备以在低于所述载波频率fc的频率f1处的极点，对分解器的第一相位信号进行移相，以在高于所述载波频率fc的频率f2处的极点，对所述分解器的第二相位信号进行移相，对所移相的第一相位信号、所移相的第一相位信号进行合成以创建经相位调制的信号，该信号是以分解器的转子的旋转角度调制的载波信号，并且将用于抵消所述误差分量的所述校正信号添加至经相位调制的信号。
可以提供能够移除由载波信号导致的误差分量的控制装置。
附图说明
以上和其他方面、优点和特征根据结合附图对某些实施例的以下描述将更加显而易见，其中：
图1是示出根据实施例的概述的控制设备的配置的框图；
图2是示出根据第一实施例的控制设备的配置的框图；
图3是示出根据第一实施例的移相器的配置的电路图；
图4是示出载波信号和经相位调制的信号的示例的图；
图5是示出载波频率的时钟信号与整形的经相位调制的信号之间的相位差的图；
图6是示出不具有载波误差分量的载波信号和分解器信号的示例的绘图；
图7是示出包括载波误差分量的载波信号和分解器信号的示例的绘图；
图8是示出没有载波误差分量的所合成信号的示例的绘图；
图9是示出具有载波误差分量的所合成信号的示例的绘图；
图10是示出根据第一实施例的控制设备的操作的示例的流程图；
图11是示出根据第一实施例的控制设备的操作的示例的流程图；
图12是示出根据第二实施例的信号转换器和控制设备的配置的框图；
图13是示出根据第三实施例的信号生成器的配置的框图；
图14是示出用于改变校正信号的PWM占空的定时的时序图；以及
图15是示出脉冲定时的时序图。
具体实施方式
为了描述的清楚，可以视情况省略或简化以下描述和附图。此外，附图中示出的、作为执行各个过程的功能块的每个元素在硬件上能够由CPU、存储器、以及其他电路形成，并且在软件上可以通过存储器中加载的程序来实现。因此，本领域的技术人员将理解，这些功能块可以在没有限制的情况下仅通过硬件、仅通过软件、或者通过其组合来以各种方式实现。在所有附图中，相同组件以相同附图标记标示，并且将视情况省略重叠的描述。
(实施例概述)
图1是示出根据实施例概述的控制设备的配置的框图。在图1中，控制设备100包括第一移相器101、第二移相器102、合成器103、和信号生成器104。控制设备100至少对从利用载波频率fc来激励的分解器输出的二相信号执行转换处理以便在该二相信号的相位之间产生预定相位差。
第一移相器101以在低于载波频率fc的频率f1处的极点，对分解器的第一相位信号进行移相，并且将经移相的第一相位信号输出至合成器103。
第二移相器102以在高于载波频率fc的频率f2处的极点，对分解器的第二相位信号进行移相，并且将经移相的第二相位信号输出至合成器103。
信号生成器104生成校正信号来抵消载波信号的误差分量。然后，信号生成器104将用于抵消载波信号的误差分量的校正信号输出至合成器103。
合成器103将经移相的第一相位信号、经移相的第二相位信号、以及用于抵消载波信号的误差分量的校正信号合成，并且外部地输出所合成的信号(即组合的信号)。
用这种方式，通过生成用于抵消分解器的载波信号所导致的误差分量的校正信号并且在经相位调制的信号上叠加校正信号，根据实施例概述的控制设备能够移除该载波信号所导致的噪声。
第一实施例
在第一实施例中，解释了实施例概述中的上述控制设备100的详细配置以及对使用控制设备100的电机的控制。图2是示出根据第一实施例的控制设备的配置的框图。在图2中，以相同附图标记标示与图1中的那些配置相同的配置并且将省略重叠的描述。
图2中，控制设备200包括模拟电路300、计数器电路400、微计算机控制器500、和电源电路600。此外，控制设备200基于来自分解器201的信号来控制电机202的旋转。分解器201的转子部分和电机202二者都固定在公共旋转轴203上并且因此分解器201和电机202以同步方式旋转。注意到，微计算机控制器500和计数器电路400可以形成在一个半导体衬底上以构建作为半导体集成电路设备的微处理器芯片，并且模拟电路300可以形成在一个半导体衬底上以构建作为半导体集成电路设备的模拟前端。这些微处理器芯片和模拟前端芯片可以合并在作为利用树脂密封的半导体封装的半导体设备中。替选地，微计算机控制器500、计数器电路400、和模拟电路300可以形成在一个半导体衬底上以构建一个半导体集成电路设备，并且该半导体集成电路设备可以合并在半导体设备中以构建利用树脂密封的、包括该半导体集成电路设备的一个半导体封装。分解器201进一步包括激励线圈204、检测线圈205、和检测线圈206。激励线圈204是通过已经输入的电信号来生成磁场的线圈。检测线圈205和206是检测磁场的变化并且将所检测到的变化输出为电信号的线圈。
在分解器201中，激励线圈204、检测线圈205、和检测线圈206布置在定子部中并且通过转子部的旋转来检测磁场的变化。只要分解器201能够将由于转子的旋转引起的磁场的变化检测为具有至少二个或更多相位的电信号就足够了。例如，分解器201可以包括布置在转子部中的激励线圈204和布置在定子部中的检测线圈205和检测线圈206，并且检测由于转子部的旋转引起的磁场的变化。
检测线圈205和检测线圈206被布置来形成预定角度，使得检测线圈205和检测线圈206将磁场的变化检测为相位彼此不同的信号。例如，检测线圈205和检测线圈206被以90°的角度来布置，由此在检测线圈205中检测正弦波并且在检测线圈206中检测余弦波。
接下来，将描述模拟电路300的配置。模拟电路300包括激励电路301、移相器101、移相器102、信号生成器104、带通滤波器329、OP(运算)放大器OP302、OP315、OP320、OP327以及OP330、三极管TR303和TR304、二极管D305和D306、以及电阻器R145、R147、R311、R312、R313、R314、R316、R317、R318、R319、R325、R326和R328、以及电容器C146。此外，电阻器R325、R326、和R328以及OP放大器OP327构成合成器103。
激励电路301生成具有频率fc的正弦载波信号，其通过对参考时钟信号进行分频来获得，并且将生成的载波信号输出到OP放大器OP302。
OP放大器OP302、推挽连接的三极管TR303和TR304、以及二极管D305和D306将载波信号放大并且将经放大的载波信号输出至分解器201的激励线圈204。
OP放大器OP315和电阻器R311、R312、R313及R314形成差分放大器，并且放大由检测线圈205检测到的信号且将经放大的信号输出至移相器101。类似地，OP放大器OP320和电阻器R316、R317、R318及R319形成差分放大器，并且放大由检测线圈206检测到的信号且将经放大的信号输出至移相器102。
移相器101和102的输出分别通过电阻器R325和R326彼此连接，使得提供通过用转子的旋转角度来调制载波频率的相位而获得的信号。此外，将用于抵消载波信号的误差分量的校正信号与该信号合成，其相位已经通过电阻器R145和R147来调制。稍后描述信号合成的细节。
OP放大器OP327和电阻器R328形成反相放大电路，放大通过以转子旋转角度调制载波频率并且抵消载波信号的误差分量来获得的信号，并且将所得的信号输出至带通滤波器329。
带通滤波器329对在预定频率范围外的经相位调制的信号的信号分量进行衰减，并且将由此得到的信号输出至OP放大器OP330。例如，预定频率范围是载波频率根据转子的旋转速度而变化的频率范围。
OP放大器OP330形成比较器，并且将经相位调制的信号整形为方波并且将经整形的信号输出至CLK同步电路403。
接下来，说明计数器电路400的配置。计数器电路400包括：参考CLK(CLock)电路401、激励CLK电路402、相位差计数器404、以及CLK同步电路403。
参考CLK电路401生成具有参考频率的信号并且将所生成的参考时钟信号输出至激励CLK电路402、CLK同步电路403、相位差计数器404、和定时器142。
激励CLK电路402划分由参考CLK电路401生成的参考时钟信号的频率并且由此将通过分频获得的具有载波频率的时钟信号输出至激励电路301和相位差计数器404。
CLK同步电路403对整形的经相位调制信号和整形的载波信号进行同步检波并且将经检波的信号输出至相位差计数器404和位置计算器501。
相位差计数器404以参考频率的分辨率对通过同步检波获得的相位差进行计数(或测量)，并且将计数结果输出至位置计算器501和三相转换器509。
接下来，说明微计算机控制器500的配置。微计算机控制器500包括：位置计算器501、串行通信单元502、减法器503、位置增益计算器504、差分处理单元505、减法器506、速度增益计算器507、扭矩计算器508、三相转换器509、以及乘法器510、511和512。
位置计算器501根据经检波的信号和相位差的计数结果来计算位置检测值并且将所计算的位置检测值输出至减法器503和差分处理单元505。
串行通信单元502接收外部位置命令信号并将所接收的位置命令信号输出至减法器503。减法器503从位置检测值减去位置命令信号并将所获得的位置偏移输出至位置增益计算器504。
位置增益计算器504通过将该位置偏移乘以预定位置增益来计算电机202的目标速度。差分处理单元505通过对表示旋转位置的所检测信号进行差分来计算电机202的旋转速度。减法器506从目标速度减去速度检测值并且将所获得的速度偏移输出至速度增益计算器507。
速度增益计算器507通过将速度偏移乘以速度增益来计算扭矩命令值。扭矩计算器508根据该扭矩命令值计算电流命令值，所述电流命令值表示应当被馈送至电机202的相应相位的电流。三相转换器509根据相位差的计数结果来生成三相信号并且将所生成的三相信号输出至相应的乘法器510、511和512。
乘法器510、511和512通过将相应的电流命令值与三相信号相乘来生成三相控制信号，并且将所生成的三相控制信号输出至电源电路600。电源电路600是逆变器，其基于该三相控制信号执行对于电机202的三相PWM(脉冲宽度调制)控制。
接下来，说明信号生成器104的内部配置和***配置。在图2中，信号生成器104包括A/D(模拟转数字)转换器141、定时器142、载波振幅相位校正器143、以及D/A(数字转模拟)转换器144。
A/D转换器141对信号进行模拟至数字转换，该信号通过合成器103将经相移的第一相位信号、经相移的第二相位信号、和用于抵消载波信号的误差分量的校正信号进行合成而获得，并且然后将所转换的信号输出至载波振幅相位校正器143。
定时器142划分由参考CLK电路401生成的参考时钟信号的频率并且将具有经划分的频率的信号输出至载波振幅相位校正器143。注意到，信号的经划分的频率与载波信号的频率相同。
载波振幅相位校正器143生成校正信号并且将该校正信号输出至D/A转换器144。此外，载波振幅相位校正器143任意改变校正信号的相位和振幅以使得载波误差分量成为最小值。具体地，载波振幅相位校正器143将通过定时器142分频获得的信号的振幅和相位分别设置为预定振幅和预定相位，以生成校正信号。进一步地，载波振幅相位校正器143改变相位和振幅以便找出使载波误差分量成为最小值的相位和振幅。然后，载波振幅相位校正器143设置校正信号的相位和振幅以使得载波误差分量成为最小值。稍后描述改变相位和振幅的操作的细节。
D/A转换器144对校正信号进行数字至模拟转换并且将转换后的校正信号经由电阻器R145和R147输出至OP放大器OP327的反相输入端子。
在电阻器R145中，一端连接至D/A转换器144，并且另一端连接至电阻器R147和电容器C146。在电容器C146中，一端连接至电阻器R145，并且另一端接地。利用这样的配置，电阻器R145和电容器C146形成低通滤波器。
利用上述配置，控制设备200检测转子的旋转角度并且控制电机。然而，应当注意到能够移相的任何配置能够被用作移相器101和102中的每一个，其是安置在控制设备200中的组件。例如，使用OP放大器的全通滤波器是能够移相的优选配置。参照图3来说明使用OP放大器的该移相器。图3是示出根据第一实施例的移相器的配置的电路图。在图3中，移相器101包括OP放大器OP701、电阻器R702、R703、及R704、以及电容器C705。
来自分解器201的检测线圈205的信号输出通过电阻器R702被输入至OP放大器OP701的反相输入端子并且还通过电阻器R703被输入至OP放大器OP701的非反相输入端子。进一步地，OP放大器OP701的非反相输入端子通过电容器C705接地。进一步地，OP放大器OP701的输出端子通过电阻器R704连接至OP放大器OP701的反相输入端子。
利用上述配置，移相器101使用OP放大器形成全通滤波器。类似的配置也能够被用于移相器102。
相移和极点能够通过全通滤波器的转移函数来确定。因此，基于期望的相移和期望的极点来确定电阻器R703的阻抗和电容器C705的电容量。
注意到，通过调整移相器101的载波频率fc、移相器101的极点的频率f1以及移相器102的极点的频率f2，能够将移相器101和102的相移之间的差调整至90°，使得它们满足关系“f1＝fc/n”和“f2＝fc×n”(n是任意正实数)。
例如，通过将电阻器R702、R703、及R704中的每一个的阻抗调整为100kΩ并且将电容器C705的电容量调整为80pF，频率f1能够被调整为1.99kHz(f1＝1.99kHz)。进一步地，通过将电阻器R702、R703、及R704中的每一个的阻抗调整为100kΩ并且将电容器C705的电容量调整为135pF，频率f2能够被调整为11.8kHz(f1＝11.8kHz)。
当载波频率fc为4.88kHz(fc＝4.88kHz)，上述的频率f1和f2(f1＝1.99kHz,f2＝11.8kHz)满足关系“f1＝fc/n”和“f2＝fc×n”(n是任意正实数)。因此，移相器101和102的相移之间的差变为90°。
接下来，参照图2来说明检测旋转角度的过程。首先，OP放大器OP302和三极管TR303和TR304放大由激励电路301生成的载波信号，并且将经放大的载波信号输入至激励线圈204。
由激励线圈204生成的磁场由于分解器201的转子部分的旋转而波动。然后，磁场的波动被检测线圈205和206检测到。
当通过单相激励以正弦波sinωt的载波信号来对激励线圈204进行激励并且在检测线圈205和206中检测到二相输出信号时，例如，放大后的二相输出信号X1和X2由以下公式定义。
X1＝n·E0·sinθ×sinωt
X2＝n·E0·cosθ×sinωt
在上面所示的公式中：ω是载波信号的角动量(角速度)；t是时间；θ是分解器201的转子的旋转角度；E0是载波信号的振幅，并且n是变换比。
当移相器101和102的相移分别由
Figure BDA0001282597480000111
和
Figure BDA0001282597480000112
表示并且对于移相器101和102中的每一个使用全通滤波器时，控制设备100能够被设计以使得满足关系
Figure BDA0001282597480000113
例如，对于4.88kHz的载波频率(fc＝4.88kHz)，通过将移相器101和102的极点的频率分别调整为1.99kHz和11.8kHz，能够满足关系
Figure BDA0001282597480000114
进一步地，移相器101和102中经滤波的信号定义如下。
Figure BDA0001282597480000115
Figure BDA0001282597480000116
能够从关系
Figure BDA0001282597480000117
导出以下关系。
Figure BDA0001282597480000118
在合成器103中，在移相器101和102中被移相的信号X1和X2与彼此合成。然后，通过将X1和X2相加能够导出以下关系。
Figure BDA0001282597480000119
即，提供了通过以转子的旋转角度θ来调制载波频率(角频率)ω的相位来获得的信号。图4是示出载波信号和经相位调制的信号的示例的图。在图4中，纵轴指示振幅并且横轴指示时间。如图4中所示，载波信号和经相位调制的信号是具有相同频率和不同相位的信号。因此，可以基于载波信号与经相位调制的信号之间的相位差来计算转子的旋转角度。
优选地，经相位调制的信号被整形为方波以便检测整形的经相位调制的信号与具有载波频率的时钟信号之间的相位差。图5是示出具有载波频率的时钟信号与整形的经相位调制的信号之间的相位差的图。在图5中，纵轴指示振幅并且横轴指示时间。如图5中所示，在具有载波频率的时钟信号与整形的经相位调制的信号之间存在相位差，其对应于转子的旋转角度。
在CLK同步电路403中，经检波的信号是通过使经过以转子的旋转角度θm来调制所述载波频率ω的相位而获得的信号与具有该载波频率的时钟信号进行同步来获得的。
根据计算转子旋转角度的上述方法，以在频率f1处的极点，来对分解器的第一相位信号的相位进行移相，其中频率f1低于载波频率fc，以在频率f2处的极点，来对分解器的第二相位信号的相位进行移相，其中频率f2高于载波频率fc，并且经移相的第一相位信号与经移相的第二相位信号同步。由此，可以提供具有良好的检测角精度和小电路尺寸的控制设备。
基于微计算机控制器500和电源电路600中的所获得的检测到的信号来控制电机。
接下来，说明载波信号的误差分量。图6是示出不具有载波误差分量的载波信号和分解器信号的示例的绘图。在图6中，纵轴指示振幅，并且横轴表示时间。如图6中所示，当不存在载波误差分量时，分解器信号是通过以分解器的转子的旋转角度调制载波信号所获得的经相位调制的信号，并且具有正弦波形和余弦波形。此外，分解器信号的包络也是无噪声的。
另一方面，如果分解器的绕组不一致，则具有固定相位的载波信号在经相位调制的信号中作为载波误差分量而剩余(剩余分量)。图7是示出在其中存在载波误差分量时载波信号和分解器信号的示例的绘图。在图7中，纵轴指示振幅，并且横轴表示时间。如图7中所示，当存在载波误差分量时，分解器信号成为经相位调制的信号，其是包括以分解器的转子的旋转角度调制的载波误差分量的载波信号，并且因此载波误差分量也以转子的旋转角度调制。
当存在载波误差分量时，二相输出信号X1和X2定义如下。
X1＝n·E0·(α+sinθ)×sinωt
X2＝n·E0·(β+cosθ)×sinωt
在上面所示的公式中：ω是载波信号的角动量(角速度)；t是时间；θ是分解器201的转子的旋转角度；E0是载波信号的振幅，n是变换比；并且α和β是误差分量。
进一步地，经移相器101和102滤波的信号定义如下。
Figure BDA0001282597480000131
Figure BDA0001282597480000132
能够从关系
Figure BDA0001282597480000133
导出以下关系。
Figure BDA0001282597480000134
在合成器103中，在移相器101和102中被移相的信号X1和X2与彼此合成。然后，通过将X1和X2相加能够导出以下关系。
Figure BDA0001282597480000135
因此，在将信号X1和X2合成之后，能够导出以下公式。以下公式的第二项对应于载波误差分量。信号生成器104生成校正信号以供抵消误差分量——其由以下公式的第二项表示。
[公式1]
Figure BDA0001282597480000141
图8和9分别示出当由合成器103合成的信号中存在载波误差分量时的情况以及当由合成器103合成的信号中不存在载波误差分量时的情况。图8是示出没有载波误差分量的所合成信号的示例的绘图。在图8中，纵轴指示振幅，并且横轴表示时间。如图8中所示，当不存在载波误差分量时，所合成的信号是经相位调制的信号，其是以分解器的转子的旋转角度调制的载波信号并且具有余弦波形。
图9是示出包括载波误差分量的所合成信号的示例的绘图。在图9中，纵轴表示振幅，并且横轴表示时间。如图9中所示，当存在载波误差分量时，所合成的信号具有通过将载波误差分量添加至经相位调制的信号所获得的波形，其是以分解器的转子的旋转角度调制的载波信号。控制设备100抵消该载波误差分量。
接下来，说明控制设备100的操作。图10和11是示出根据第一实施例的控制设备的操作的示例的流程图。
首先，在步骤S1001中，将载波信号施加于分解器201的激励线圈204，并且将具有初始化振幅和相位的校正信号施加至合成器103。然后，过程前进至步骤S1002。
在步骤S1002中，电机202以恒定速度连续旋转，并且过程前进至步骤S1003。
在步骤S1003中，对合成器103中合成的信号进行模拟至数字转换，并且过程前进至步骤S1004。
在步骤S1004中，将已经模拟至数字转换的所合成的信号以不同的相位缓存至载波振幅相位校正器143，并且过程前进至步骤S1005。
在步骤S1005中，当电机202转动了一次时，过程前进至步骤S1006，而当电机202未转动一次时，过程返回步骤S1003。
在步骤S1006中，使用缓存至载波振幅相位校正器143的合成信号的峰值的最大值和最小值之间的差来计算载波误差分量(剩余误差)的振幅，并且过程前进至步骤S1007。
在步骤S1007中，在载波振幅相位校正器143中将校正信号的相位改变预定量(以预定角度为单位来改变)，并且过程前进至步骤S1008。
在步骤S1008中，关于载波振幅相位校正器143中校正信号的相位的变化是否达到360°进行评估。如果校正信号的相位的变化达到360°，则过程前进至步骤S1009，而如果校正信号的相位的变化未达到360°，则过程返回步骤S1003。
在步骤S1009中，在载波振幅相位校正器143中确定载波误差分量成为最小值的校正信号的相位。具体地，从步骤S1003至S1008的过程以不同相位在从0°至360°的角度处执行，并且载波误差分量成为最小值的相位被设置为校正信号的相位。从步骤S1010继续的过程以具有该所设置的相位的校正信号来执行。
在步骤S1010中，在峰值定时对合成信号进行模拟至数字转换——该合成信号通过将具有在步骤S1009中的设置的相位的校正信号、经相移的第一相位信号、和经相移的第二相位信号进行合成而获得，并且过程前进至步骤S1011。
在步骤S1011中，将已经模拟至数字转换的合成信号以不同相位缓存至载波振幅相位校正器143，并且过程前进至步骤S1012。
在步骤S1012中，当电机202转动了一次时，过程前进至步骤S1013，而当电机202未转动一次时，过程返回步骤S1010。
在步骤S1013中，使用缓存至载波振幅相位校正器143的合成信号的峰值的最大值和最小值之间的差来计算载波误差分量(剩余误差)的振幅，并且过程前进至步骤S1014。
在步骤S1014中，在载波振幅相位校正器143中将校正信号的振幅改变预定量，并且过程前进至步骤S1015。
在步骤S1015中，关于校正信号的振幅的变化是否在载波振幅相位校正器143中的全部可调节范围内执行进行评估。如果校正信号的振幅的变化已经跨全部可调节范围执行，则过程前进至步骤S1016。相反，如果校正信号的振幅的变化未跨全部可调节范围执行，则过程返回步骤S1010。
在步骤S1016中，在载波振幅相位校正器143中确定载波误差分量成为最小值的校正信号的振幅，并且设置振幅和相位的过程完成。具体地，从步骤S1010至S1015的过程在可调节的范围中的全部振幅上执行，并且载波误差分量成为最小值的振幅被设置为校正信号的振幅。
上述过程是产品运输时执行的校准操作，并且因此可以仅执行一次。因此，针对相位和振幅设置的值可以被存储在微计算机控制器500中包括的非易失性存储器中。此外，上述操作可以在运输之后执行。例如，上述操作可以在上电后的初始化操作期间等执行。
如上所述，根据第一实施例的控制设备能够通过以下操作来移除分解器的载波信号所导致的噪声：生成校正信号以供抵消由于绕组中的误差的影响而生成的分解器的载波误差分量(剩余分量)，寻找使该误差分量最小化的校正信号的相位和振幅，并且将该校正信号叠加在经相位调制的信号上。
第二实施例
在第二实施例中，描述了四相线圈被用作分解器的示例。图12是示出根据第二实施例的信号转换器和控制设备的配置的框图。
在图12中，与图2中的那些配置相同的配置以相同附图标记标示，并且将省略重叠的描述。在图12中，控制设备800包括线圈801、802、803、和804以及电阻器R811、R812、R813、和R814。
激励电路301生成频率fc的正弦载波信号，参考时钟信号以该频率fc划分并且将该载波信号输出至OP放大器OP302。OP放大器OP302、推挽连接的三极管TR303和TR304、以及二极管D305和D306将载波信号放大并且将放大后的载波信号输出至分解器201的线圈801、802、803、和804。
线圈801有一端连接至由OP放大器OP302以及以推挽连接来连接的三极管TR303和TR304形成的放大电路的输出，并且另一端连接至OP放大器OP315的反相输入端子。
线圈802有一端连接至由OP放大器OP302以及以推挽连接来连接的三极管TR303和TR304形成的放大电路的输出，并且另一端连接至OP放大器OP315的非反相输入端子。
OP放大器OP315形成差分放大器，其执行对0相位线圈801和180相位线圈803的输出的差分放大。
以类似的方式，线圈803有一端连接至由OP放大器OP302以及以推挽连接来连接的三极管TR303和TR304形成的放大电路的输出，并且另一端连接至OP放大器OP320的反相输入端子。
进一步地，线圈804有一端连接至由OP放大器OP302以及以推挽连接来连接的三极管TR303和TR304形成的放大电路的输出，并且另一端连接至OP放大器OP320的非反相输入端子。
OP放大器OP320形成差分放大器，其执行对90相位线圈802和270相位线圈804的输出的差分放大。
如上所述，根据第二实施例的信号转换器和控制设备能够使用分解器的四相线圈来精确检测转子的旋转角度。
第三实施例
在第三实施例中，描述了根据第一实施例和第二实施例的信号生成器104的具体配置。图13是示出根据第三实施例的信号生成器的配置的框图。在图13中，信号生成器104包括A/D转换器141、定时器142、载波振幅相位校正器143、和D/A转换器144。定时器142包括定时计数器1301。载波振幅相位校正器143包括计数器1302和数据表1303。D/A转换器144包括脉冲生成器1304和低通滤波器1305。
定时计数器1301划分参考时钟信号的频率并且将具有经划分的频率的信号输出至计数器1302。具有经划分的频率的信号是用于改变PWM占空的定时信号。基于该信号来执行CMI(比较匹配中断)1中断过程。
计数器1302对于作为PWM占空数据指定计数器来被接收的、针对CMI1中断的信号的次数来进行计数，并且将其输出至数据表1303。
数据表1303存储PWM占空数据指定计数器和分别与该PWM占空数据指定计数器相对应的正弦波模式之间的关联。然后，数据表1303向脉冲生成器1304输出与PWM占空数据指定计数器相对应的正弦波模式。
例如，当计数器1302从0至99对PWM占空数据指定计数器进行计数时，数据表1303存储从0至99的100个正弦波模式。注意到，正弦波模式可以是期望的模式，只要它们限定了波形和周期。
脉冲生成器1304基于从计数器1302输出的正弦波模式来生成PMW脉冲信号。进一步地，脉冲生成器1304将该PMW脉冲信号输出至低通滤波器1305。当从计数器1302输出的正弦波模式改变时，脉冲生成器1304生成具有改变的正弦波模式在其中重复的波形的PMW脉冲信号。
低通滤波器1305衰减由脉冲生成器1304生成的PWM脉冲信号的高频分量。将经衰减的校正信号通过电阻器R145和R147输出至OP放大器OP327的反相输入端子。
利用上述的配置，信号生成器104能够改变校正信号的相位。信号生成器104能够在监视由A/D转换器141执行的放大测量的结果的同时通过改变数据指定计数器的初始值(对应于数据表的索引)来改变校正信号的相位。应当注意到，信号生成器104也能够在监视由A/D转换器141执行的放大测量的结果的同时通过改变将与数据表值相乘的系数或者通过指向另一正弦波生成表来改变校正信号的振幅。
接下来，描述信号生成器104的操作。图14是示出改变校正信号的PWM占空的定时的时序图。在图14中，横轴指示时间。此外，在图14中，绘图从上开始以如下顺序示出CMI1信号、CMI1中断过程、TCORA(时间常数寄存器A)、以及数据指定计数器。
在信号生成器104中，以预定间隔从定时计数器1301向计数器1302输出CMI1信号。当发生通过CMI1信号的中断过程时，以由PWM占空数据指定计数器设置的数据表的值来重写TCORA。即，计数器1302将数据指定计数器进行合计。在下一CMI1中断过程中，经合计的数据指定计数器被反映在TCORA中。
通过上述操作，信号生成器104能够在每次发生中断过程时改变正弦波的模式。
接下来，描述PWM脉冲定时。图15是示出PWM脉冲定时的时序图。在图15中，横轴指示时间。此外，在图15中，绘图从上开始示出TMO1(超时1)、TCNT(定时器计数器)、和PCLK(***时钟)。TCNT对应于PWM脉冲信号的最小值段。
在图15中，描述了PWM脉冲信号的振幅以40的PWM占空的分辨率来改变的示例。
如图15中所示，TCORA是由TMO1示出的PWM脉冲中有信号(on)的时段。因此，信号的振幅能够通过改变TCORA来控制。进一步地，TCORB(时间常数寄存器B)表示PWM脉冲的时段。
当PWM占空的分辨率为40时，TCORA落入TCORB的1/40到40/40的范围内。能够通过改变TCORA而由此改变PWM脉冲的占空比来控制振幅。
如上所述，通过对中断改变PWM占空的定时的次数进行计数并且基于与所计数的值相对应的正弦波模式来生成PWM脉冲信号，根据第三实施例的信号生成器能够改变校正信号的相位和/或振幅。
在前述实施例中的每个实施例中，计数器电路400和微计算机控制器500可以由诸如专用集成电路(ASIC)的硬件或软件执行。此外，处理中的一些可以由软件执行并且其他处理可以由硬件执行。当处理由软件执行时，诸如微处理器的计算机***包括一个或多个中央处理单元(CPU)，其可以执行关于功能块的处理的程序。
程序能够被存储并提供给使用任何类型的非暂时性计算机可读介质的计算机。非暂时性计算机可读介质包括任何类型的有形存储介质。非暂时性计算机可读介质的示例包括磁存储介质(诸如软盘、磁带、硬盘驱动器等)、光磁存储介质(例如磁光盘)、CD-ROM(压缩盘只读存储器)、CD-R(可录压缩盘)、CD-R/W(可重写压缩盘)、以及半导体存储器(诸如掩模ROM、PROM(可编程ROM)、EPROM(可擦除PROM)、闪速ROM、RAM(随机存取存储器)等)。可以使用任何类型的暂时性计算机可读介质向计算机提供程序。暂时性计算机可读介质的示例包括电信号、光信号、和电磁波。暂时性计算机可读介质能够经由有线通信线路(例如电线或光纤)或无线通信线路向计算机提供程序。
已经基于实施例以特定方式在上文说明了由发明者作出的本发明。然而，本发明不限于上述实施例，并且显而易见，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够作出各种修改。
例如，载波频率和相移中的每一个不限于上述实施例中的值。
本领域的技术人员能够视情况对第一实施例、第二实施例、和第三实施例进行组合。
虽然已经就若干实施例对本发明进行了描述，本领域技术人员将意识到，在所附权利要求书的精神和范围内能够通过各种修改来实践本发明，并且本发明不限于上述的示例。
此外，权利要求书的范围不限于上述的实施例。
此外，注意到，申请者旨在涵盖所有权利要求元素的等同物，即便随后在审查过程中进行了修改。

Claims (11)

1.一种控制设备，对于由具有载波频率fc的载波信号所激励的分解器检测到的至少二相信号，所述控制设备包括：
第一移相器，所述第一移相器被配置为，以在低于所述载波频率fc的频率f1处的极点，对所述分解器的第一相位信号的相位进行移相；
第二移相器，所述第二移相器被配置为，以在高于所述载波频率fc的频率f2处的极点，对所述分解器的第二相位信号的相位进行移相；
信号生成器，所述信号生成器被配置为，生成用于抵消载波信号中的误差分量的校正信号；以及
合成器，所述合成器被配置为，对经移相的第一相位信号、经移相的第二相位信号、以及用于抵消所述误差分量的所述校正信号进行合成，并且输出所得到的信号作为通过以所述分解器的转子的旋转角度来调制所述载波信号而获得的经相位调制的信号。
2.根据权利要求1所述的控制设备，其中，
所述信号生成器包括载波振幅相位校正器，所述载波振幅相位校正器任意地改变所述校正信号的相位和振幅，以使得所述载波信号的所述误差分量成为最小值。
3.根据权利要求2所述的控制设备，其中，
所述校正信号的频率与所述载波频率fc相同，所述校正信号的所述相位和所述振幅是由所述载波振幅相位校正器任意地改变的。
4.根据权利要求2所述的控制设备，其中，
所述载波振幅相位校正器在0°至360°的范围内以预定角度为单位来改变所述相位，并且设置所述校正信号的所述相位和所述振幅以使得所述载波信号的所述误差分量成为所述最小值。
5.根据权利要求4所述的控制设备，其中，
在所述载波振幅相位校正器对于所述校正信号来将所述相位设置为以使得所述载波信号的所述误差分量成为所述最小值之后，所述载波振幅相位校正器在能够调节的范围内来改变所述校正信号的振幅，并且将所述载波信号的所述误差分量成为所述最小值处的振幅设置为所述校正信号的振幅。
6.根据权利要求1所述的控制设备，其中，
所述第一移相器和所述第二移相器中的每一个是包括OP放大器的全通滤波器。
7.根据权利要求1所述的控制设备，其中，
满足f1＝fc/n和f2＝fc×n，n为任意正实数。
8.根据权利要求1所述的控制设备，其中，
在由所述第一移相器作出的相移
Figure FDA0003523407100000021
和由所述第二移相器作出的相移
Figure FDA0003523407100000022
之间的差为90°。
9.根据权利要求1所述的控制设备，包括带通滤波器，所述带通滤波器对除了以所述载波频率fc为中心的预定频率范围以外的所述经相位调制的信号的范围进行衰减。
10.根据权利要求1所述的控制设备，其中：
所述第一移相器对第一相位信号进行相移，所述第一相位信号是从以所述载波频率fc所激励的所述分解器检测到的二相信号之一，以及
所述第二移相器对所述分解器的第二相位信号进行移相，所述第二相位信号在相位上与所述分解器的所述第一相位信号相差90°。
11.根据权利要求1所述的控制设备，其中：
对于通过由所述载波频率fc所激励的所述分解器检测到的四相信号，
所述第一移相器对通过合成所述分解器的第一相位信号和第三相位信号所获得的信号进行移相，所述第一相位信号和所述第三相位信号具有彼此相差180°的相位，并且
所述第二移相器对通过合成所述分解器的第二相位信号和第四相位信号所获得的信号进行移相，所述第二相位信号和所述第四相位信号具有彼此相差180°的相位。
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