CN108696135A - 具有用于控制输出晶体管的自适应参考电压的开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

描述了一种具有用于控制输出晶体管的自适应参考电压的开关模式电源(SMPS)和一种操作所述SMPS的方法。所述自适应参考电压使用定时器来实施，所述定时器在所述输出晶体管的传导端上的电压达到参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止。然后，对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，使得所述参考电源根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。

Description

具有用于控制输出晶体管的自适应参考电压的开关模式电源
技术领域
本发明的实施例大体上涉及开关模式电源，并且更具体地说，涉及用于反激开关模式电源的同步整流电路。
背景技术
反激开关模式电源广泛地用于将来自源的电力(比如市电)转换成DC电源以用于电子设备，比如手机和平板计算机。反激开关模式电源使用变压器作为存储电感器，所述变压器提供隔离以及调整输出电压的能力。在具有同步整流(SR)金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的反激开关模式电源中，SR MOSFET的恰当定时对于高效率而言很重要。
在效率要求提高时，SR MOSFET被选择成具有较低的漏极-源极导通电阻(RdsOn)，这导致了跨SR MOSFET较低的漏极-源极电压。然而，跨SR MOSFET的漏极-源极电压通常用于定时，在较低RdsOn的情况下，定时变得更加难以控制。至少部分地解决这一问题的一种方法是将SR MOSFET的栅极-源极电压调节到某个参考电平。然而，参考电平由于偏移而因此不能选择得太低，这样会导致具有非常低的RdsOn的SR MOSFET具有非最佳效率。
发明内容
描述了一种具有用于控制输出晶体管的自适应参考电压的开关模式电源(SMPS)和一种操作所述SMPS的方法。所述自适应参考电压使用定时器来实施，所述定时器在所述输出晶体管的传导端上的电压达到参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止。然后，对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，使得所述参考电源根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
在实施例中，一种SMPS包括：变压器，所述变压器具有第一绕组和第二绕组，所述第一绕组连接至输入节点并且所述第二绕组连接至输出节点；输入开关，所述输入开关连接至所述变压器的所述第一绕组；输出晶体管，所述输出晶体管连接至所述变压器的所述第二绕组；以及控制电路，所述控制电路连接至所述输出晶体管。所述控制电路包括：调节器，所述调节器被配置成在传导端上的电压达到参考电平时根据所述输出晶体管的所述传导端上的电压来调节所述输出晶体管的控制端上的电压；定时器，所述定时器被配置成在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到所述参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止；以及采样电路，所述采样电路连接至所述定时器，所述采样电路被配置成对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，其中，所述控制电路被配置成使用最近的参考电压来进行循环操作，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
在实施例中，所述控制电路另外包括放大器，所述放大器接收所述累积电压和所述目标电压，以便产生所述电压差。
在实施例中，所述控制电路另外包括第二放大器，所述第二放大器接收所述采样电压以及偏移电压和所述输出晶体管的所述传导端上的电压的组合电压，以便判定所述输出晶体管的所述传导端上的电压何时达到所述参考电压。
在实施例中，所述控制电路另外包括比较器，所述比较器比较所述输出晶体管的所述控制端上的电压与预先限定的电压，以便判定所述输出晶体管的所述控制端上的电压何时降到所述预先限定的电压以下。
在实施例中，所述控制电路另外包括逻辑电路，所述逻辑电路响应于所述比较器的输出信号而输出控制信号，以便开始对所述目标电压与所述累积电压之间的所述电压差进行采样。
在实施例中，所述控制电路另外包括延时定时器电路，所述延时定时器电路使所述比较器的所述输出信号延时以产生所述比较器的延时信号，所述延时信号开始停止对所述目标电压与所述累积电压之间的所述电压差的所述采样。
在实施例中，所述定时器包括被开关分开的电流源和定时器电容器，所述开关控制所述定时器。
在实施例中，所述控制电流另外包括串联连接的电阻器和电容器，所述串联连接的电阻器和电容器连接至所述输出晶体管的所述传导端，以便过滤所述输出晶体管的所述传导端上的电压。
在实施例中，所述输出晶体管是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
在实施例中，一种操作SMPS的方法包括：在传导端上的电压达到参考电平时，根据输出晶体管的所述传导端上的电压来调节所述输出晶体管的控制端上的电压，所述输出晶体管连接至变压器的绕组，所述绕组连接至输出节点；在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到所述参考电压时，开始定时器；在通过所述输出晶体管的电流达到零时，停止所述定时器；对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压；以及使用所述新的参考电压来重复所述定时器的所述开始、所述定时器的所述停止和所述电压差的所述采样，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
在实施例中，所述方法另外包括：在放大器处接收所述累积电压和所述目标电压以产生所述电压差。
在实施例中，所述方法另外包括：在第二放大器处接收所述采样电压以及偏移电压和所述输出晶体管的所述传导端上的电压的组合电压，以便判定所述输出晶体管的所述传导端上的电压何时达到所述参考电压。
在实施例中，所述方法另外包括：使用比较器来比较所述输出晶体管的所述控制端上的电压与预先限定的电压，以便判定所述输出晶体管的所述控制端上的电压何时降到所述预先限定的电压以下。
在实施例中，所述方法另外包括：使用所述比较器的输出来开始对所述目标电压与所述累积电压之间的所述电压差的所述采样。
在实施例中，所述方法另外包括：使用延时定时器电路来使所述比较器的所述输出延时，以便使用所述比较器的所述输出的延时信号来停止对所述目标电压与所述累积的电压之间的所述电压差的所述采样。
在实施例中，所述开始和停止所述定时器包括使用开关将电流源选择性地连接至定时器电容器。
在实施例中，所述方法另外包括：使用串联连接的电阻器和电容器来过滤所述输出晶体管的所述传导端上的电压。
在实施例中，一种SMPS包括：变压器，所述变压器具有第一绕组和第二绕组，所述第一绕组连接至输入节点并且所述第二绕组连接至输出节点；输入晶体管，所述输入晶体管连接至所述变压器的所述第一绕组；输出晶体管，所述输出晶体管连接至所述变压器的所述第二绕组；以及控制电路，所述控制电路连接至所述输出晶体管。所述控制电路包括：调节器，所述调节器被配置成在传导端上的电压达到参考电平时根据所述输出晶体管的所述传导端上的电压来调节所述输出晶体管的控制端上的电压；定时器，所述定时器被配置成在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止；采样电路，所述采样电路连接至所述定时器，所述采样电路包括放大器，所述放大器被配置成产生目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差，所述采样电路被配置成对所述电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，其中，所述控制电路被配置成使用最近的参考电压来进行循环操作，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
在实施例中，所述控制电路另外包括第二放大器，所述第二放大器接收所述采样电压以及偏移电压和所述输出晶体管的所述传导端上的电压的组合电压，以便判定所述晶体管的所述传导端上的电压何时达到所述参考电压。
在实施例中，所述控制电路另外包括比较器，所述比较器比较所述输出晶体管的所述控制端上的电压与预先限定的电压，以便判定所述输出晶体管的所述控制端上的电压何时降到所述预先限定的电压以下。
本发明的实施例的其它方面和优点将从结合附图作出的以下详细描述中变得显而易见，附图根据本发明的原理通过举例进行描绘。
附图说明
图1是根据现有技术的SMPS的电路图。
图2是根据现有技术的图1中所描绘的SMPS的信号图。
图3是根据现有技术的具有高RdsOn SR MOSFET且具有低RdsOn(虚线)SR MOSFET的图1中所描绘的SMPS的信号图。
图4是根据本发明的实施例的SMPS的电路图。
图5是根据本发明的实施例的具有高RdsOn SR MOSFET且具有低RdsOn SR MOSFET的图4中所描绘的SMPS的信号图。
图6是根据本发明的实施例的图4中所描绘的SMPS的定时图。
图7是根据本发明的实施例的带过滤的SMPS的图。
图8是根据本发明的实施例的图7中所描绘的SMPS的信号图。
图9是根据本发明的实施例的操作SMPS的方法的过程流程图。
贯穿本说明书，类似的附图标号可以用于标识类似的元件。
具体实施方式
将容易理解的是，如本文中大体上描述的以及附图中示出的，实施例的部件可以以广泛的各种不同的构型来安排和设计。因此，如附图中表示的对各个实施例的以下更加详细的描述并非旨在限制本公开的范围，而仅仅是表示各个实施例。尽管附图中呈现了实施例的各个方面，但是除非特别另外指出，否则附图并不一定按比例绘制。
所描述的实施例应被认为在各方面都仅是说明性的且并非限制性的。因此，本发明的范围是由所附权利要求书而非由此详细描述来指示。属于权利要求的等效物的含义和范围内的所有变化均应包含在其范围内。
贯穿本说明书，对特征、优点或类似语言的参考并非暗示可利用本发明实现的所有特征和优点应该或已经存在于任何单个实施例中。而是，指代特征和优点的语言被理解成意味着结合实施例描述的特征、优点或特性包括在至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书，对特征和优点以及类似语言的讨论可以但不一定是指同一个实施例。
此外，所描述的本发明的特征、优点和特性可以以任何适当的方式组合到一个或多个实施例中。相关领域技术人员将认识到，鉴于本文中的描述，可以在没有特定实施例的具体特征或优点中的一个或多个具体特征或优点的情况下实践本发明。在其它实例中，在某些实施例中可以认识到可能并不存在于本发明的所有实施例中的附加特征和优点。
贯穿本说明书，对“一个实施例”、“实施例”或类似语言的引用意味着结合所指出的实施例描述的特定特征、结构或特性包括在至少一种实施例中。因此，贯穿本说明书，短语“在一个实施例中”、“在实施例中”以及类似语言可以但不一定都是指同一个实施例。
图1是根据现有技术的开关模式电源(SMPS)100的图。SMPS 100可以用于各种电源应用，比如小型电子设备(例如，手机、平板计算机和台式计算机)的电源。如图1所示，SMPS100包括经由变压器T1和光耦合器O1彼此隔开的主或输入侧102和辅助或输出侧104。
SMPS 100的输入侧102包括桥式整流器二极管BRD1、输入电容器C1、第一控制电路IC1、第一开关S1和电阻器R1。桥式整流器二极管BRD1由四个二极管D1、D2、D3和D4组成，这四个二极管D1、D2、D3和D4经由一对输入节点106和108连接至AC市电。桥式整流器二极管BRD1连接至输入电容器C1。因此，AC市电经由桥式整流器二极管BRD1连接至输入电容器C1。
第一控制电路IC1被配置成驱动第一开关S1，第一开关S1可以是具有控制端(例如，栅极)和传导端(例如，源极和漏极)的晶体管，比如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，如图1所示。MOSFET S1连接至变压器T1的初级绕组110且经由电阻器R1连接至公共节点112，公共节点112可以是地。在实施例中，第一控制电路IC1可以是用于控制常规反激开关模式电源的输入侧的开关的已知集成电路(IC)。作为例子，第一控制电路IC可以是在由NXP Semiconductors(恩智浦半导体公司)出售的TEA1836或TEA1755中找到的IC。
SMPS 100的输出侧104包括输出电容器C2、第二控制电路IC2-A和第二开关S2。输出电容器C2连接至变压器T1的次级绕组114以及地。第二控制电路IC2-A被配置成驱动第二开关S2，第二开关S2可以是具有控制端(例如，栅极)和传导端(例如，源极和漏极)的晶体管。在所示出的实施例中，第二开关S2是同步整流器(SR)MOSFET。SR MOSFET S2连接至变压器T1的次级绕组114且连接至地。
在操作中，使用SR MOSFET S2经由变压器T1将来自输入侧102的能量转移到输出电容器C2。第二控制电路IC2-A被配置成驱动SR MOSFET S2，并且经由光耦合器O1向第一控制电路IC1提供反馈以便控制跨输出节点116和118的输出电压。在实施例中，第二控制电路IC2-A可以是用于控制常规反激开关模式电源的输出侧的开关的已知IC。作为例子，第二控制电路IC2-A可以是在由恩智浦半导体公司出售的TEA1791或TEA1795中找到的IC。
图2中示出了SMPS 100的操作的信号图。在初级冲程期间，MOSFET S1的栅极(栅极1)被第一控制电路IC1设定得较高，这样接通了MOSFET S1。然而，SR MOSFET S2的栅极(栅极2)被第二控制电路IC2-A设定得较低，这样关断了SR MOSFET S2。在初级冲程期间，能量存储在变压器T1中。在次级冲程期间，SR MOSFET S2的栅极被第二控制电路IC2-A设定得较高，这样接通了SR MOSFET S2。SR MOSFET S2的漏极(漏极2)上的信号一达到参考电压(Vref)，SR MOSFET S2的栅极上的电压就被第二控制电路IC2-A中的调节电路减小，如图2中的箭头202所指示的，从而使得SR MOSFET S2的漏极(漏极2)上的信号被调节到参考电压。在次级冲程结束时，SR MOSFET S2的栅极上的电压基本上处于SR MOSFET S2的阈值电压(例如，阈值电压的+/-5％)。具体地说，在次级冲程结束时，通过SR MOSFET S2的电流达到零。SMPS调节栅极电压，从而使得漏极-源极电压是恒定的。在电流达到零的情况下，栅极电压达到其阈值电压。第二控制电路IC2-A使用闭合回路调节，所以如果阈值电压由于温度或MOSFET过程变化而改变，第二控制电路将调节到新的阈值电压。在饱和时，MOSFET公式为Ids＝k*(Vgs-Vth)2。所以，在Ids达到零时，Vgs将达到Vth。在这个状态下，可以迅速关断SRMOSFET S2。在初级冲程期间存储在变压器T1上的能量在次级冲程期间被转移到输出侧104。
在SR MOSFET被选择为针对SR MOSFET S2具有较低的漏极-源极导通电阻(RdsOn)以提高SMPS 100的效率时，将在更早的点处达到参考电压电平。因此，将在更早的点处下调SR MOSFET的栅极电压，这示出在图3的信号图中。在图3中，重复了图2的信号并且用虚线302和304绘制了较低RdsOn MOSFET的不同于图2的信号的信号。虚线302示出了SR MOSFETS2的漏极(漏极2)上的信号将在更早时间达到参考电压(Vref)。虚线304示出了由于漏极信号较早达到参考信号，因此将在更早时间下调SR MOSFET S2的栅极电压。
由于SR MOSFET漏极-源极被调节到固定参考电压，因此在较多低欧姆MOSFET用于SR MOSFET S2时，传导损耗仅最低限度地减少。另外降低传导损耗的一种方法是选择更接近零的参考电压Vref。然而，调节电路的偏移要求参考电压Vref显著地远离零。
图4是根据本发明的实施例的SMPS 400的图。如下文解释的，SMPS 400被设计成克服上文中所解释的参考电压限制。SMPS 400可以用于各种电源应用，比如小型电子设备(例如，手机、平板计算机和台式计算机)的电源。SMPS 400包括与SMPS 100类似的部件。因此，在图4中，使用类似的附图字符/数字来引用SMPS 400中与SMPS 100的部件类似的部件。如图4所示，SMPS 400包括经由变压器T1和光耦合器O1彼此隔开的主或输入侧402和辅助或输出侧404。
SMPS 400的输入侧402包括桥式整流器二极管BRD1、输入电容器C1、第一控制电路IC1、第一开关S1和电阻器R1。桥式整流器二极管BRD1由四个二极管D1、D2、D3和D4组成，这四个二极管D1、D2、D3和D4经由一对输入节点406和408连接至AC市电。桥式整流器二极管BRD1连接至输入电容器C1。因此，AC市电经由桥式整流器二极管BRD1连接至输入电容器C1。
第一控制电路IC1被配置成驱动第一开关S1，第一开关S1可以是具有控制端(例如，栅极)和传导端(例如，源极和漏极)的晶体管，比如MOSFET，如图4所示。MOSFET S1连接至变压器T1的初级绕组110且经由电阻器R1连接至公共节点412，公共节点112可以是地。
SMPS 400的输出侧404包括输出电容器C2、第二控制电路IC2-B和第二开关S2。输出电容器C2连接至变压器T1的次级绕组114以及地。第二控制电路IC2-B被配置成驱动第二开关S2，第二开关S2可以是具有控制端(例如，栅极)和传导端(例如，源极和漏极)的晶体管。在所示出的实施例中，第二开关S2是SR MOSFET。SR MOSFET S2连接至变压器T1的次级绕组114且连接至地。第二控制电路IC2-B被配置成驱动SR MOSFET S2，并且经由光耦合器O1向第一控制电路IC1提供反馈以便控制跨输出节点416和418的输出电压。具体地说，第二控制电路IC2-B被配置成控制SR MOSFET S2，从而使得效率没有由于参考信号限制而丢失，如上文关于SMPS 100所解释的。下文更加详细地描述了第二控制电路IC2-B。
为了克服SMPS 100的参考电压限制，SMPS 400的第二控制电路IC2-B被配置成将参考电压Vref调节至这样的值，从而使得调节时间Treg被调节到预先限定的缩短的时间段，所述调节时间在本文中被限定为SR MOSFET S2的栅极电压降低到接近其阈值电压的时间。如下文中所解释的，参考电压在闭合回路中进行调节，并且因此，参考电压放大器的偏移被闭合回路取消。在这个实施例的情况下，对于参考电压可以多接近零几乎不再有限制。仅通过SR MOSFET S2的驱动器级的栅极电压放电能力来设定限制，这将在下文另外解释。
现在转向图5，示出了根据本发明的实施例的具有高RdsOn SR MOSFET(例如，RdsOn＝8毫欧姆)且具有低RdsOn SR MOSFET(例如，RdsOn＝2毫欧姆)的SMPS 400的信号图。高RdsOn SR MOSFET的信号与低RdsOn SR MOSFET的信号之间的唯一区别是SR MOSFETS2的漏极(漏极2)上的信号。高RdsOn SR MOSFET的漏极2信号的参考电压被调节到第一参考电压Vref1，如虚线502所指示的。低RdsOn SR MOSFET的漏极2信号的参考电压被调节到第二参考电压Vref2，如虚线504所指示的，第二参考电压Vref2比第一参考电压Vref1更接近零。第二参考电压Vref2被调节成使得在图5中被示出为t0至t1的调节时间Treg与高RdsOn SR MOSFET和低RdsOn SR MOSFET两者相同。
在SMPS 400的情况下，低欧姆SR MOSFET的漏极-源极电压降在整个次级冲程期间较小。这样，传导损耗较小，并且所以，SMPS 400的效率将会较高。
调节电压可以计算成：di/dt＝Vout/Ls，其中di/dt是漏极电流I漏极2随时间推移的电流改变，Vout是SMPS 400的输出电压，并且Ls是变压器T1的输出绕组的电感。
SMPS 400的第二控制电路IC2-B进行操作以便调节调节时间Treg。在调节开始的点(t＝t0)：di/dt＝-Ireg/Treg，其中Ireg是调节开始的时刻(t＝t0)的漏极电流并且Ireg/Treg＝Vout/Ls或Ireg＝-Vout/Ls*Treg。在调节时：Vref＝Ireg*RdsOn，其中RdsOn是MOSFET的导通状态电阻，所以：Vref＝-Vout/Ls*Treg*RdsOn。
转回图4，第二控制电路IC2-B包括控制信号发生器420，控制信号发生器420生成三个开关控制信号sc1、sc2和sc3。控制信号发生器420包括比较SR MOSFET S2的栅极(栅极2)上的信号与电压源VS1所生成的电压Vendreg的比较器COMP1，并且输出endreg信号。来自比较器COMP1的endreg输出信号直接且经由延时定时器电路D1传输至逻辑电路L1。除了endreg信号和延时endreg信号之外，逻辑电路L1还接收下文中所描述的startreg信号。逻辑电路L1响应于接收到的信号而输出三个开关控制信号sc1、sc2和sc3。
第二控制电路IC2-B另外包括经由两个开关SW1和SW2连接至地的电流源J1，这两个开关SW1和SW2分别由开关控制信号sc1和sc2控制。这些开关SW1和SW2可以是晶体管，比如MOSFET。位于开关SW1与SW2之间的是节点N1，节点N1连接至放大器AMP1的输入端。放大器AMP1的另一个输入端连接至电压源VS2，电压源VS2连接至地且生成了电压Vtarget。定时器电容器Ct也连接至节点N1和地。电流源J1、定时器电容器Ct、开关SW1和SW2以及控制信号发生器420形成定时器，可以用分别在开关SW1和SW2上的cs1和cs2信号来开始和停止所述定时器。
放大器AMP1的输出端经由开关SW3连接至放大器AMP2的输入端。放大器AMP2的同一输入端还连接至采样和保持电容器Csh，所述采样和保持电容器Csh连接至地。放大器AMP1、电压源VS2、电容器Csh和开关SW3形成采样电路，所述采样电路由开关SW3上的sc3信号控制。放大器AMP2的另一个输入端连接至电压源VS3，电压源VS3生成电压Voffset。放大器AMP2的输出端连接至SR MOSFET S2的栅极并因此驱动SR MOSFET。在调节时间开始时，放大器AMP2的输出端还连接至控制信号发生器420的逻辑电路L1以便提供startreg信号。放大器AMP2和电压源VS3形成调节器，所述调节器调节SR MOSFET S2的栅极上的电压。
现在转向图6，示出了根据本发明的实施例的SMPS 400的定时图。在t＝t0处，SRMOSFET S2电压的漏极(漏极2)上的电压达到参考电压Vref。SR MOSFET S2的栅极(栅极2)上的电压然后被放大器AMP2下调，从而使得漏极2电压保持在参考电压Vref处。还在t＝t0处，用电流源J1和电容器Ct来开始定时器。具体地，开关SW2被sc2信号关闭并且开关SW1在同一时间被sc1信号打开。sc1和sc2信号由逻辑电路L1提供。在放大器AMP2开始下调栅极2电压时达到时间t0。在调节开始时，放大器AMP2输出另外一个信号startreg信号到逻辑电路L1。响应于startreg信号，逻辑电路生成sc1和sc2信号。
在t＝t1处，SR MOSFET S2的漏极上的电流(I漏极2)达到零并且栅极2电压降低，从而断开SR MOSFET S2。还在t＝t1处，定时器电容器Ct上的电压斜坡停止并且电容器Ct上的累积电压与电压源V2所提供的目标电压Vtarget的电压差的样品在时间间隔t1至t2期间被采集。这个电压差是放大器AMP1的输出。采样开关SW3由逻辑电路L1所提供的sc3信号控制，所述sc3信号在时间间隔t1至t2期间打开采样开关SW3。
在t＝2处，endreg信号由比较器COMP1生成并且被传输至逻辑电路L1。endreg信号在栅极2电压降到Vendreg电压以下时(在t＝t1处)是高的。Vendreg电压被设定为处于SRMOSFET S2的阈值电压以下的电压。Vendreg电压并非是临界的，因为在次级冲程结束时，栅极2电压从阈值电压迅速降到零。作为例子，Vendreg电压可以被设定在典型的最小阈值电压(相对于MOSFET过程变化而言的最小值)的50％。所以，对于具有1.5V的最小阈值电压的MOSFET，Vendreg电压可以被设定在0.75V。时间t2由延时定时器电路D1来限定。
在第一循环中，电容器Ct上的峰值电压大于目标电压Vtarget，并且因此，调节时间间隔Treg(即，t0至t1)太长。在采样时间间隔t1至t2期间，对采样和保持电压Vsh进行调整。因此，对于下一个循环，参考电压更高。
在下一个循环中，在t＝t3处，定时器再次以新的参考电压开始。在t＝t4处，漏极电流I漏极2再次达到零并且电容器Ct上的斜坡停止。现在，时间电压Vtimer的峰值电压等于目标值，即，Vtarge。因此，第二控制电流IC2-B处于其稳定调节点并且被调节至正确的参考电压(Vref)电平，从而使得调节时间间隔t3至t4在其Treg目标中。
在图6中，在一个循环中达到稳定调节。对于实用的实施方式，这样将会在启动SMPS 400时采取若干个循环。一旦进行调节，调节仅需要调整由于温度变化而造成的阈值电压漂移和RdsOn漂移。与SMPS 400的开关频率相比，这些变化典型地非常低。调节不需要在(快速)负载变化的情况下调整其控制，这将使次级冲程更长或更短，因为漏极电流I漏极2的di/dt并且未改变且来自时间间隔t3至t5的信号保持相同。
目标调节时间Treg由目标电压Vtarget、电流源J1和定时器电容器Ct限定如下：Treg＝Ct*Vtarget/I(J1)，其中Treg是目标调节时间，Ct是定时器电容器Ct的电容值，Vtarget是目标定时器电压并且I(J1)是电流源J1的电流。
在典型地仅正电源电压存在于SR控制器IC中时，偏移电压Voffset已被添加到第二控制电路IC2-B中。如果最小参考电压Vref是例如-50mV，偏移电压可以被选择为+100毫伏(mV)。第二控制电路IC2-B然后将会把采样和保持电压Vsh调节到Vref+Voffset＝+50mV。对于低欧姆MOSFET，参考电压将会接近零，所以，在调节时，Vsh电压将会接近+100mV。
在启动SMPS 400时，如果第二控制电路IC2-B从零Vsh电压开始，则调节时间始于比目标调节时间长的值并且放大器AMP2总是能够在次级冲程结束时对栅极2电压进行完全放电。
如果放大器AMP2存在偏移，第二控制电路IC2-B仅调节至不同的Vsh电压以补充偏移，如下：Vsh＝Vref+Voffset+Voffset(AMP2)。第二控制电路IC2-B将会调节/调繁Vsh电压，从而使得在稳定情形下满足条件Treg＝Ct*Vtarget/I(J1)，这是SMPS 400的显著优点。Vref参考可以小于放大器AMP2的偏移电压。这样能够将非常低的欧姆MOSFET用于具有低传导损耗和高效率的SMPS 400。
在SMPS 400中，参考电压可以非常接近零。如上文中所解释的，Vref＝-Vout/Ls*Treg*RdsOn。所以，如果调节时间Treg被选择为低值，参考电压Vref将更接近零。对调节时间Treg有多短的限制可以取决于放大器AMP2的灌入能力，这必定能够在目标调节时间内对SR MOSFET S2的栅极进行放电。例如，对于PSMN4R6-60PS MOSFET(可从Nexperia商购)，栅极电荷为63纳库伦(nC)。如果调节时间Treg被选择为在500纳秒(nsec)，放大器AMP2必定能够灌入63nC/500nsec＝126mA。在Ls＝2微亨(μH)且RdsOn＝4.6毫欧姆(mohm)的5V应用中，参考电压将会是：Vout/Ls*Treg*RdsOn＝5V/2μH*500nsec*4.6mohm＝5.8mV。作为比较：对于TEA1791，参考电压为大约10倍大的-55mV。
在实施例中，可以将过滤添加到第二控制电路IC2-B中以进行振荡，所述振荡典型地存在于SR MOSFET S2的漏极电流上。图7是根据本发明的实施例的带过滤的SMPS 700的图。SMPS 700包括与SMPS 400相同的部件。然而，在SMPS 700中，第二控制电路IC2-B包括串联连接在电压源VS3与地之间的过滤电阻器R2和过滤电容器C4。
图8是根据本发明的实施例的SMPS 700的信号图。如图8所示，SR MOSFET S2的I漏极2电流存在振荡。这个电流振荡造成次级冲程期间SR MOSFET S2的漏极2电压的电压振荡，如虚线802所示。然而，在第二控制电路IC2-B中的过滤电阻器R2和过滤电容器C4所提供的过滤的情况下，过滤漏极2信号将会延时。然而，因为存在对调节时间Treg进行的闭合回路调节，因此调节仅将参考电压从Vref调整到Vref_f以进行补偿，这样减小或消除了栅极2电压振荡。这个延时补偿与对放大器AMP2的偏移的补偿相同地起作用。
图9是根据本发明的实施例的操作SMPS的方法的过程流程图。在框902处，在传导端上的电压达到参考电平时，根据输出晶体管的传导端上的电压来调节输出晶体管的控制端上的电压。输出晶体管连接至变压器的绕组，所述绕组连接至输出端。接下来，在框904处，在输出晶体管的传导端上的电压达到参考电压时，开始定时器。接下来，在框906处，在通过输出晶体管的电流达到零时，停止定时器。接下来，在框908处，对目标电压与在定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果累积电压不等于目标电压，所述采样电压限定新的参考电压。接下来，在框910处，使用新参考电压来重复定时器的开始、定时器的停止和电压差的采样，使得参考电压根据输出晶体管的操作特性(例如，输出晶体管的RdsOn)进行适应性地调整。
虽然本文中的方法的操作以特定顺序示出和描述，但是可以改变所述方法的操作的顺序，使得某些操作可以以反向顺序执行或者使得某些操作可以与其它操作至少部分地同时执行。在另一个实施例中，不同操作的指令或子操作可以以间歇和/或交替的方式实施。
另外，虽然本发明中已描述或描绘的具体实施例包括本文中所描述或描绘的若干个部件，但是本发明的其它实施例可以包括更少或更多个部件以实施更少或更多特征。
此外，虽然已经描述和描绘了本发明的具体实施例，但是本发明不应限于如此描述和描绘的零件的具体形式或安排。本发明的范围应由随附至其的权利要求书及其等效物来限定。

Claims (10)

1.一种开关模式电源(SMPS)，其特征在于，包括：
变压器，所述变压器具有第一绕组和第二绕组，所述第一绕组连接至输入节点并且所述第二绕组连接至输出节点；
输入开关，所述输入开关连接至所述变压器的所述第一绕组；
输出晶体管，所述输出晶体管连接至所述变压器的所述第二绕组；以及
控制电路，所述控制电路连接至所述输出晶体管，所述控制电路包括：
调节器，所述调节器被配置成在传导端上的电压达到参考电平时根据所述输出晶体管的所述传导端上的电压来调节所述输出晶体管的控制端上的电压；
定时器，所述定时器被配置成在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到所述参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止；以及
采样电路，所述采样电路连接至所述定时器，所述采样电路被配置成对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，
其中，所述控制电路被配置成使用最近的参考电压来进行循环操作，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
2.如权利要求1所述的SMPS，其特征在于，所述控制电路进一步包括放大器，所述放大器接收所述累积电压和所述目标电压，以便产生所述电压差。
3.如权利要求2所述的SMPS，其特征在于，所述控制电路进一步包括第二放大器，所述第二放大器接收所述采样电压以及偏移电压和所述输出晶体管的所述传导端上的电压的组合电压，以便判定所述输出晶体管的所述传导端上的电压何时达到所述参考电压。
4.如权利要求3所述的SMPS，其特征在于，所述控制电路进一步包括比较器，所述比较器比较所述输出晶体管的所述控制端上的电压与预先限定的电压，以便判定所述输出晶体管的所述控制端上的电压何时降到所述预先限定的电压以下。
5.如权利要求4所述的SMPS，其特征在于，所述控制电路进一步包括逻辑电路，所述逻辑电路响应于所述比较器的输出信号而输出控制信号，以便开始对所述目标电压与所述累积电压之间的所述电压差进行采样。
6.如权利要求5所述的SMPS，其特征在于，所述控制电路进一步包括延时定时器电路，所述延时定时器电路使所述比较器的所述输出信号延时以产生所述比较器的延时信号，所述延时信号开始停止对所述目标电压与所述累积电压之间的所述电压差的所述采样。
7.如权利要求1所述的SMPS，其特征在于，所述定时器包括被开关分开的电流源和定时器电容器，所述开关控制所述定时器。
8.如权利要求1所述的SMPS，其特征在于，所述控制电流进一步包括串联连接的电阻器和电容器，所述串联连接的电阻器和电容器连接至所述输出晶体管的所述传导端，以便过滤所述输出晶体管的所述传导端上的电压。
9.一种操作开关模式电源(SMPS)的方法，其特征在于，所述方法包括：
在传导端上的电压达到参考电压时，根据输出晶体管的所述传导端上的电压调节所述输出晶体管的控制端上的电压，所述输出晶体管连接至变压器的绕组，所述绕组连接至输出节点；
在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到所述参考电压时，开始定时器；
在通过所述输出晶体管的电流达到零时，停止所述定时器；
对目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压；以及
使用所述新的参考电压重复所述定时器的所述开始、所述定时器的所述停止和所述电压差的所述采样，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
10.一种开关模式电源(SMPS)，其特征在于，包括：
变压器，所述变压器具有第一绕组和第二绕组，所述第一绕组连接至输入节点并且所述第二绕组连接至输出节点；
输入晶体管，所述输入晶体管连接至所述变压器的所述第一绕组；
输出晶体管，所述输出晶体管连接至所述变压器的所述第二绕组；以及
控制电路，所述控制电路连接至所述输出晶体管，所述控制电路包括：
调节器，所述调节器被配置成在传导端上的电压达到参考电平时根据所述输出晶体管的所述传导端上的电压来调节所述输出晶体管的控制端上的电压；
定时器，所述定时器被配置成在所述输出晶体管的所述传导端上的电压达到所述参考电压时开始并且在通过所述输出晶体管的电流达到零时停止；
采样电路，所述采样电路连接至所述定时器，所述采样电路包括放大器，所述放大器被配置成产生目标电压与在所述定时器活跃时累积的电压之间的电压差，所述采样电路被配置成对所述电压差进行采样以产生采样电压，如果所述累积电压不等于所述目标电压，所述采样电压限定新的参考电压，
其中，所述控制电路被配置成使用最近的参考电压来进行循环操作，使得所述参考电压根据所述输出晶体管的操作特性进行适应性地调整。
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