CN107294384A - Dc‑dc电压转换装置 - Google Patents

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Abstract

DC‑DC电压转换装置(1)中,与半导体开关元件(IGBT)反向并联连接的二极管元件(Di)的过热成为问题,为了解决该问题,对转换主电路(2)的半导体开关元件(IGBT)的温度进行检测,利用检测到的半导体开关元件(IGBT)的温度的值和DC‑DC电压转换装置(1)的升压比进行修正运算,从而计算与半导体开关元件(IGBT)并联连接的二极管元件(Di)的温度,并根据该计算出的温度的值进行二极管元件(Di)的过热保护。

Description

DC-DC电压转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电压转换为其他直流电压的DC-DC电压转换装置,尤其涉及具备功率半导体单元的过热保护***的DC-DC电压转换装置。
背景技术
DC-DC电压转换装置使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(Metal―Oxide―Semiconductor Field―Effect Transistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)等功率半导体元件作为半导体开关元件,通过功率半导体元件的开关动作的重复来将直流电压转换为其他直流电压。在进行该开关动作时,利用半导体元件内部的半导体接合部分(下面称为结部)的功率损耗来产生发热,热量从功率半导体元件的结部传递并释放到半导体元件的壳体或散热板。
另一方面,功率半导体元件的结部具有允许温度,若超过允许温度,则功率半导体元件的性能会劣化,有些情况下会引起破坏。
为了防止上述那样因功率半导体元件的温度上升引起的劣化、破坏,开发了一种DC-DC电压转换装置,其对结温进行测定,并且具备过热保护功能,从而在过热时使功率半导体元件进行保护动作。
为了使这种过热保护功能有效工作,需要对结温进行准确的测定。然而,在实际的产品中,难以直接测定结温。为此,如专利文献1或专利文献2那样提出了如下方法:利用温度传感器测定相对于功率半导体模块的规定位置的温度,根据功率半导体元件内的发热量(功率损耗)计算规定部分与结部的温度差,并推算结温。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本专利特许第3075303号公报
专利文献2:日本专利特开平7-135731号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而,如专利文献1和专利文献2中说明的那样,IGBT、MOSFET等功率半导体元件的发热受到关注,为了应对该发热而高精度地进行温度推算,但对于与IGBT、MOSFET等功率半导体元件并联连接的二极管元件的温度却没有太多关注。
二极管元件中也存在因功率损耗而产生发热从而导致结温上升的问题,尤其存在根据使用条件(充放电时的开关模式)的不同,二极管元件的温度可能比DC-DC电压转换装置的功率半导体元件的温度更高的问题。
本发明为了解决上述问题而完成,其目的在于,在将直流电压转换成升压后的直流电压的DC-DC电压转换装置中,能以简单的结构廉价并且容易地利用作为DC-DC电压转换装置的主电路结构并具有相关性的功率半导体元件的检测温度和升压比来进行修正运算并计算出主电路的二极管元件的温度,并根据该计算值来进行保护,从而避免过热破坏。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明为了实现上述目的,包括:DC-DC电压转换装置的转换主电路的半导体开关元件；二极管元件,该二极管元件与该半导体开关元件并联连接；温度检测部,该温度检测部对半导体开关元件的温度进行检测；二极管元件温度计算部,该二极管元件温度计算部利用由温度检测部检测出的半导体开关元件的温度和DC-DC电压转换装置的升压比进行修正运算,来计算二极管元件的温度；以及过热保护单元,该过热保护单元进行用于根据计算出的该温度的值来保护二极管元件的控制。
发明效果
本发明的DC-DC电压转换装置中,利用半导体开关元件的检测温度和升压比来进行修正运算从而推算二极管元件的温度,能保护二极管元件不发生过热破坏。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的整体结构图的框图。
图2是示意性表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的一次侧与二次侧之间的电压转换和电力的流动的框图。
图3是示意性表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的一次侧与二次侧之间的电压转换和电力的流动的框图。
图4是本发明实施方式1的转换主电路的整体结构图。
图5是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的放电时开关模式A的动作图。
图6是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的放电时开关模式B的动作图。
图7是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的放电时开关模式C的动作图。
图8是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的放电时开关模式D的动作图。
图9是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的充电时开关模式A的动作图。
图10是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的充电时开关模式B的动作图。
图11是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的充电时开关模式C的动作图。
图12是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的充电时开关模式D的动作图。
图13是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置放电时的升压比低于2倍的波形图。
图14是表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的温度比系数的特性图。
图15是表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的温度比系数的特性图。
图16是本发明实施方式1的功率半导体单元的结构图。
图17是本发明实施方式1的温度信息计算部的框图。
图18是本发明实施方式1的升压比计算部的框图。
图19是本发明实施方式1的二极管元件温度计算部的框图。
图20是表示本发明实施方式1的过热保护必要与否判定输入输出的框图。
图21是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置放电时的升压比在2倍以上的波形图。
图22是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置充电时的升压比低于2倍的波形图。
图23是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置充电时的升压比在2倍以上的波形图。
图24是本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的直接连接时的波形图。
具体实施方式
实施方式1
以下,基于附图说明本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置。
图1是表示本发明实施方式1的DC-DC电压转换装置的整体结构的框图。DC-DC电压转换装置1由转换主电路2以及控制单元3构成。DC-DC电压转换装置1在转换主电路2的一次侧具备正极侧端子P1以及负极侧端子N1作为电力路径的连接端子,并在二次侧具备正极侧端子P2以及负极侧端子N2(下面有时简称为端子)。
图2和图3是示意性表示本实施方式所涉及的DC-DC电压转换装置的一次侧与二次侧之间的电压转换和电力的流动的图。表示了DC-DC电压转换装置1的一次侧的正极侧端子P1以及负极侧端子N1与直流电源4相连、二次侧的正极侧端子P2以及负极侧端子N2与电气设备5相连的状态。
图2中,直流电源4除了使用锂离子电池、镍氢电池、铅酸电池这样的二次电池以外,还使用由双电层电容器、二次电池与太阳能电池、燃料电池等电源进行组合而得到的电池。此外,作为电气设备5是包含电负载来与发电装置、蓄电装置相组合而得到的设备。
DC-DC电压转换装置1对于一次侧端子电压V1和二次侧端子电压V2,基于V1≤V2的关系进行电压转换,相互交换功率。
这里,如图2所示,在直流电源4为放电动作、电气设备5为功率消耗动作的情况下,DC-DC电压转换装置1在从一次侧到二次侧的方向上将电压进行升压并送入电力。此外,如图3所示,在直流电源4为充电动作、电气设备5为供电动作的情况下,DC-DC电压转换装置1在从二次侧到一次侧的方向上将电压进行降压并送入电力。
此时,根据从控制单元3输出的栅极驱动信号6来对转换主电路2所具备的功率半导体单元内的开关元件的导通(on)、截止(off)进行控制,由此来进行电压的转换。
图4是表示转换主电路2的电路布线的一个示例的图,转换主电路2由对一次侧端子电压V1进行平滑化的平滑电容器C1、对二次侧端子电压V2进行平滑化的平滑电容器C2、电感器L、能量转移用电容器C0、以及以开关元件和整流元件的并联连接体为单位的第一至第四功率半导体单元PU1-PU4构成。
第一至第四这四个功率半导体单元PU1-PU4构成为将两对功率半导体单元对串联连接,并从一次侧向二次侧进行升压来进行供电,其中,该功率半导体单元对构成为两个功率半导体单元反向并联连接。并且,各个功率半导体单元PU1-PU4以开关元件和整流元件的并联体为单位来构成。
使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:绝缘栅双极晶体管)作为第一至第四功率半导体单元PU1-PU4的开关元件。分别采用第一IGBT1、第二IGBT2、第三IGBT3、第四IGBT4,并采用第一二极管元件Di1、Di2、Di3、Di4作为整流元件。以下,将整流元件的用语统一使用二极管元件。另外,上述功率半导体单元的数量不限于此。
转换主电路2由第一和第二平滑电容器C1、C2、功率模块(PU1～PU4)、能量转移用电容器C0、以及电感器L构成,其中:所述第一和第二平滑电容器C1、C2连接在转换主电路2的一次侧和二次侧各自的正极侧端子P1、P2与负极侧端子N1、N2之间,并对电压进行平滑；所述功率模块(PU1～PU4)包含两对以上由分别由开关元件(以下称为IGBT)与二极管元件(以下称为Di)反向并联连接而成的两个功率半导体单元(PU)组成的功率半导体单元对,各对中的一对功率半导体单元彼此串联连接在一次侧的正极侧端子P1与二次侧的正极侧端子P2之间,另一对功率半导体单元彼此以和上述一对功率半导体单元相反的方向串联连接在一次侧的正极侧端子P1与二次侧的负极侧端子N2之间；所述能量转移用电容器C0连接在除二次侧端的功率半导体单元对以外的、各功率半导体单元对的一个功率半导体单元与另一个功率半导体单元各自的二次侧端之间；所述电感器L连接在一次侧端的功率半导体单元对与一次侧的正极侧端子P1之间。
如图所示,转换主电路2的一次侧平滑电容器C1的两端子连接到转换主电路2的一次侧的正极侧端子P1、负极侧端子N1,负极侧端子N1也与转换主电路2的二次侧的负极侧端子N2相连。正极侧端子P1连接到平滑电容器C1的一个端子和电感器L的一个端子。
此外,平滑电容器C2的两个端子与转换主电路2的二次侧的正极侧端子P2、负极侧端子N2相连。
第四功率半导体单元PU4的第四IGBT4的集电极端子C与转换主电路2的二次侧的正极侧端子P2相连,发射极端子E与第三功率半导体单元PU3的第三IGBT3的集电极端子相连,第三IGBT3的发射极端子与第二功率半导体单元PU2的第二IGBT2的集电极端子相连,第二IGBT2的发射极端子与第一功率半导体单元PU1的第一IGBT1的集电极端子相连,第一IGBT1的发射极端子与二次侧的负极侧端子N2相连。
第四功率半导体单元PU4的第四二极管元件Di4与第四IGBT4反向并联连接,第四二极管元件Di4的阳极端子A与第四IGBT4的发射极端子E相连,第四二极管元件Di4的阴极端子K与第四IGBT4的集电极端子C相连。同样地,第三二极管元件Di3、第二二极管元件Di2、第一二极管元件Di 1分别与第三IGBT3、第二IGBT2、第一IGBT1反向并联连接。
能量转移用电容器C0的一个端子连接到第四IGBT4与第三IGBT3的连接点,另一个端子连接到第二IGBT2与第一IGBT1的连接点。
电感器L如上所述,一个端子连接到转换主电路2的一次侧的正极侧端子P1与平滑电容器C1的端子的连接点,另一个端子连接到第三IGBT3与第二IGBT2的连接点。
即,转换主电路2构成为:一次侧的正极侧端子P1与负极侧端子N1之间连接有平滑电容器C1和电感器L,半导体开关元件与二极管元件反向并联连接而成的功率半导体单元的串联体连接到二次侧的正极端子与负极端子之间,电感器的与连接到平滑电容器的端子的连接端子不同的端子连接到功率半导体单元的串联体中的、第二功率半导体单元与第三功率半导体单元的连接点,第一功率半导体单元和第二功率半导体单元的连接点与第三功率半导体单元和第四功率半导体单元的连接点之间连接有能量转移用电容器C0。
从图1所示的控制单元3连接有信号线,使得用于对IGBT进行导通、截止控制的栅极驱动信号6与第四IGBT4、第三IGBT3、第二IGBT2、第一IGBT1相对应地分别输入到第四Gate4、第三Gate3、第二Gate2、第一Gate1。第四IGBT4按照第四Gate4信号的电压变化进行开关动作,第三IGBT3按照第三Gate3信号的电压变化进行开关动作,第二IGBT2按照第二Gate2信号的电压变化进行开关动作,第一IGBT1按照第一Gate1信号的电压变化进行开关动作。
接着,对转换主电路2的动作进行说明。
如上所述,DC-DC电压转换装置1进行电压转换,使得从一次侧向二次侧对电压进行升压,或者从二次侧向一次侧对电压进行降压。利用栅极驱动信号6、即第四Gate4、第三Gate3、第二Gate2、第一Gate1,来调整IGBT的导通、截止动作的时刻,从而控制该升压动作、降压动作。
图4所示结构的、DC-DC电压转换装置放电时、即升压动作的开关模式的A、B、C、D分别如图5至图8所示。对于各个动作,按照顺序进行如下说明。
此外,图4所示结构的、DC-DC电压转换装置充电时、即降压动作的开关模式的A、B、C、D分别如图9至图12所示。对于该动作,也按照顺序进行如下说明。
对于利用栅极驱动信号6进行的电压转换控制,将升压动作时和降压动作时分开来说明以下情况。
(1)升压动作时导通占空比低于50％的情况
(2)升压动作时导通占空比为50％以上的情况
(3)降压动作时导通占空比低于50％的情况
(4)降压动作时导通占空比为50％以上的情况
(5)直接连接动作的情况
1)升压动作时导通占空比低于50％的情况:
这里,导通占空比是与第一Gate1信号和第二Gate2信号相关的值,第四Gate4信号和第三Gate3信号分别与第一Gate1信号、第二Gate2信号互补,因此,第三Gate3信号和第四Gate4信号的导通占空比满足100％-(第一Gate1信号、第二Gate2信号的导通占空比)的关系。
图13示出升压动作时,栅极驱动信号的导通占空比小于50％的情况。图13中,图13A示出栅极驱动信号S,图13B示出电感器电流IL,图13C示出开关模式及其切换时刻。
电感器电流IL以电感器L中从正极侧端子P1侧的连接端子向第三IGBT3侧连接端子的方向流动的极性为正。
图13中,在第一Gate1信号为高“H”的情况下,第一IGBT1导通,在第二Gate2信号为高的情况下,第二IGBT2导通,电流从集电极流向发射极。
同样地,在第三Gate3信号为高“H”的情况下,第三IGBT3导通,在第四Gate4信号为高“H”的情况下,第四IGBT4导通,而在升压动作时,在反向并联连接的第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4中,电流从阳极流向阴极。
这里,第一Gate1信号和第四Gate4信号是高“H”、低“L”的彼此逻辑相反的互补信号,当第一Gate1信号为高时,第四Gate4信号为低,当第一Gate1信号为低时,第四Gate4信号为高。这里,在对高、低逻辑进行切换时,为了防止因IGBT的开关动作的响应延迟而导致双方同时导通,设置阻断时间(死区时间)。
同样地,第二Gate2信号和第三Gate3信号是高、低的逻辑互为相反的互补信号,第一Gate1信号和第二Gate2信号的相位差为180度。即,栅极驱动信号6具有两对作为互补信号而成对的信号,且彼此的相位差为等间隔。
此时,从第一Gate1到第四Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合分为开关模式B、C、D三种,并以B→D→C→D→B的顺序进行切换。
在开关模式B中,第一IGBT1和第三IGBT3导通,第二IGBT2和第四IGBT4截止,电流从正极侧端子P1沿电感器L、第三二极管元件Di3、能量转移用电容器C0、第一IGBT1、负极侧端子N1的路径流动,从而将能量储存到电感器L以及能量转移用电容器C0中。电气设备5上施加有平滑电容器C2的两端电压,由平滑电容器C2提供能量,其中,所述平滑电容器C2通过后述的动作来进行充电。
由于第一IGBT1、第三二极管元件Di3导通从而电流导通,因此能量转移用电容器C0的第一IGBT1侧的连接端子的电位大约为Vcom＝0。此外,第三IGBT3侧的连接端子的电位大约为VL。由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL即为能量转移用电容器C0的两端电压Vc0。
在开关模式D中,第三IGBT3和第四IGBT4导通,第一IGBT1和第二IGBT2截止,从正极侧端子P1沿着电感器L、第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4、正极侧端子P2、电气设备5、负极侧端子N2的路径流过电流,因而储存在电感器L中的能量被释放。
此外,第三二极管元件Di3和第四二极管元件Di4中电流导通,电压VL大约为V2,因此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差以(V1-V2)来表示且为负,电感器电流IL向着IL<0的方向减少。
在开关模式C中,第二IGBT2和第四IGBT4导通,第一IGBT1和第三IGBT3截止,电流从正极侧端子P1沿电感器L、第二IGBT2、能量转移用电容器C0、第四二极管元件Di4、正极侧端子P2、电气设备5、负极侧端子N2的路径流动,从而将能量储存到电感器L,并从能量转移用电容器C0释放。此外,同时也有电流流过平滑电容器C2来储存能量。
由于第二IGBT2、第四二极管元件Di4导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第二IGBT2侧的连接端子的电位大约为VL,第四IGBT4侧的连接端子的电位大约为V2。由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL为V2-Vc0。
这里,由于第一Gate1信号和第二Gate2信号的导通占空比相等,因此,开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等,Vc0满足Vc0＝(V2-Vc0)的关系。由此,能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。
对上述说明进行整理,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL在开关模式B中满足VL＝Vc0＝V2/2。此外,在开关模式C中,满足VL＝(V2-Vc0)＝V2/2,在开关模式D中,满足VL＝V2。
由此,电感器L两端的电位差、第一IGBT1、第二IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff表示为以下关系。
开关模式B、C:
L·ILrpl＝ton·(v1-v2/2) (1a)
开关模式D:
L·ILrpl＝-toff·(v1-v2) (1b)
其中,L表示电感器L的电感,ILrp1表示流过电感器L的波纹电流分量(交流电流分量)的振幅。
由于式1a和式1b的左边彼此相等,因此以下关系成立。
ton·(v1-v2/2)＝toff·(v2-v1) (2)
若对式2的一次侧端子电压V1和二次侧端子电压V2进行整理,则如下那样。
(v2/v1)＝(ton+toff)/(ton+toff-ton+ton/2)＝1/(1-ton/T) (3)
其中,ton+toff＝T/2
上式3中,周期T表示以开关模式B→D→C→D→B的顺序切换并进行一个周期的期间,在周期T内,包括两次ton期间和两次toff期间。因此,ton+toff为T/2。
此外,式3的左边,V2/V1是DC-DC电压转换装置1的一次侧电压V1与二次侧电压V2的比率,并且是DC-DC电压转换比。
在图13所示的栅极驱动信号的导通占空比不足50％的动作中,ton/T<0.5,若将其应用到式(3)中,则DC-DC电压转换比不足2。由此,V2<(V1×2)。
由此,在开关模式B、C中,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL满足VL＝V2/2<V1,电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此,以VL为基准,电感器L两端间的电位差为正,电感器电流IL向正方向增加。
如上所述,在开关模式B→D→C→D→B的切换中,在开关模式B、C下,电感器电流IL从IL≥0的状态进一步向正方向变化,在开关模式D下,电感器电流IL向IL<0的状态变化。
由此,在IGBT的整个开关周期T内,电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即,相对于IGBT的开关频率,在电感器L中有两倍频率的交流电流导通。
这里,对于功率半导体单元中流过的电流,二极管元件中流过的电流比IGBT中流过的电流要大,构成转换主电路的元件中,二极管元件变得最热,因此,需要对二极管元件的温度和IGBT元件的温度双方决定是否需要过热保护动作。这是因为,通常与二极管元件相比,IGBT元件在开关时产生的开关损耗更大,但二极管元件中流过的电流比IGBT元件中流过的电流大,因此,二极管元件的温度与IGBT元件的温度之间的大小关系会根据情况的不同而互换。
第四二极管元件Di4与第三二极管元件Di3的温度与在相同动作模式下通电的第一IGBT1、第二IGBT2的温度具有相关性,而且也依赖于与通电时间具有相关性的升压比。由此,使用根据升压比而可变的温度比系数,并通过〔第一IGBT1、第二IGBT2的温度〕×[温度比系数]的修正运算来计算第四二极管元件Di4、第三二极管元件Di3的温度。
另外,关于升压比与温度比系数的关系,图14以及图15示出一个例子。另外,图14以及图15的详细说明在下文阐述。
接着,对从计算二极管元件的温度到过热保护运算的结构进行说明。
图16是表示功率半导体单元的结构的图。
作为对功率半导体元件的温度进行检测的单元,具备温度传感器T。作为该温度传感器T,通过将例如热敏电阻或温度检测二极管等具有温度检测功能的元件内置于功率半导体单元,从而能准确地检测功率半导体元件的温度。
在使用热敏电阻作为检测温度用的情况下,配置与热敏电阻串联连接的电阻器,并对电阻器与热敏电阻的串联体施加规定的电压,在此基础上,利用微处理器所具备的A/D转换器来读取电阻器与热敏电阻的连接部的电压,伴随着热敏电阻的电阻值因功率半导体元件的温度变化而变化,读取值会发生变动,对此,在微处理器内进行表格参照等来检测温度。
此外,在使用温度检测二极管的情况下,使一定的电流在温度检测二极管中导通,利用微处理器所具备的A/D转换器读取在二极管的阳极(A)、阴极(K)之间产生的顺向电压Vf,随着Vf因功率半导体元件的温度变化而变动,读取值会发生变动,对此,与上述同样地在微处理器内进行表格参照等来检测温度。另外,温度传感器T也可以是上述以外的结构。
图17是对功率半导体元件的温度信息进行计算的温度信息计算部50的框图。如图17所示,第一IGBT1至第四IGBT4各自的温度信号Th1-Th4由温度传感器T进行检测,由温度信息计算部50利用上述的表格参照等来获得第一IGBT1-第四IGBT4的温度TS1-TS4。
图18示出升压比计算部60的结构,升压比计算部60基于电压信息V1、V2,并通过V2除以V1的除法运算来计算升压比BR。电压信息V1、V2例如是由微处理器的A/D转换器读取到的数据,可能会因转换主电路2的IGBT的开关或该开关引起的噪音的施加而变为动态。该情况下,由升压比计算部对运算值实施高频去除滤波(低通滤波)运算等,来适当地进行处理。
图19示出二极管元件温度计算部70的结构,其中,包括温度比系数计算单元71。温度比系数计算单元71利用图14以及图15所例示的温度比系数的特性,参照表格等来根据电感器电流IL、升压比BR计算温度比系数。并且,在计算二极管元件的温度信息的二极管元件温度计算部70内,对第一IGBT1～第四IGBT4的温度TS1～TS4乘以温度比系数,来计算二极管元件的温度TDi 1～TDi4。图14和图15所示的温度比系数的特性根据是放电动作还是充电动作的不同、升压比小于2还是在2以上,区分成图14、图15所示那样。
在DC-DC电压转换装置为放电动作的情况下,第四二极管元件Di4以及第三二极管元件Di3的元件温度相对于第一IGBT1、第二IGBT2的元件温度的温度比系数利用图14所示的特性来参照。在放电动作的情况下,第一二极管元件Di 1、第二二极管元件Di2的元件温度与第一IGBT1、第二IGBT2、第三IGBT3、第四IGBT4的元件温度没有明确的关系,也没有电流导通,因此不会预见有影响到是否需要过热保护程度的元件温度上升。因此,与第一二极管元件Di 1、第二二极管元件Di2的元件温度计算有关的温度比系数设定为零即可。
此外,在DC-DC电压转换装置为充电动作的情况下,第二二极管元件Di2以及第一二极管元件Di1的元件温度相对于第三IGBT3、第四IGBT4的元件温度的温度比系数利用图15所示的特性来参照。在充电动作的情况下,第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4的元件温度与第一IGBT1、第二IGBT2、第三IGBT3、第四IGBT4的元件温度没有明确的关系,也没有电流导通,因此不会预见到有影响到是否需要过热保护程度的元件温度上升。因此,与第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4的元件温度计算有关的温度比系数设定为零即可。
接着,对图20所示的过热保护必要与否判定部80以及过热保护运算单元81的动作进行说明。过热保护必要与否判定部80基于IGBT元件温度、二极管元件温度来判定是否需要过热保护。过热保护的必要与否基本上基于第一IGBT的温度TS1～第四IGBT4的温度TS4、第一二极管元件Di1的温度TDi1～第四二极管元件Di1的温度TDi4内的最高值来进行,但在想要使第一IGBT1～第四IGBT4与第一二极管元件Di1～第四二极管元件Di4的耐热元件温度设定不同的情况下,或者想要根据升压比BR、电感器电流IL的值或者根据第一IGBT的温度TS1～第四IGBT的温度TS4、第一二极管元件Di1的温度TDi1～第四二极管元件Di4的温度TDi4的温度分布状况来改变过热保护必要与否的判定阈值等情况下,适当地设计过热保护必要与否判定部内的判定逻辑。
过热保护运算单元81输入从过热保护必要与否判定部80输出的保护对象的温度信息,计算用于进行过热保护的抑制量。抑制量通过在规定的阈值之一与阈值之二之间进行抑制量1倍～抑制量0倍之间的线性插值来进行计算,或者通过表格参照,设定抑制量1倍～抑制量0倍的值。
算出的抑制量被信息传递到未图示的其他装置,从而对DC-DC电压转换装置的放电量、充电量进行调整,从而避免过热状态。即,过热保护单元构成为根据过热保护必要与否判定部80的结果来进行过热保护。
上述图16～图20所涉及的动作在之后说明的其他动作模式中也一样。
2)升压动作时导通占空比50％以上的情况:
接着,对升压动作时、栅极驱动信号的导通占空比为50％以上的情况进行说明。
图21示出此时的动作波形,图21A示出栅极驱动信号,图21B示出电感器电流IL,图21C示出开关模式及其切换时刻。
图21中,在第一Gate1信号为高“H”的情况下,第一IGBT1导通,在第二Gate2信号为高的情况下,第二IGBT2导通,电流从集电极流向发射极。
在第三Gate3信号为高的情况下,第三IGBT3导通,在第四Gate4信号为高的情况下,第四IGBT4导通。升压动作时,在反向并联连接的第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4中,电流从阳极流向阴极。
此外,第一Gate1信号与第四Gate4信号、第二Gate2信号与第三Gate3信号分别为互补信号,在切换高低逻辑时,设置阻断时间(死区时间),以防止双方因IGBT的开关动作的响应延迟而同时变为导通。第一Gate1信号与第二Gate2信号的相位差为180度。
此时,第一Gate1～第四Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合分为开关模式A、B、C三种,并以A→B→A→C→A的顺序进行切换。
首先,在开关模式A下,第一IGBT1与第二IGBT2导通,第三IGBT3与第四IGBT4截止,电流从正极侧端子P1沿着电感器L、第二IGBT2、第一IGBT1、负极侧端子N1的路径流动,从而将能量储存到电感器L中。
第一IGBT1和第二IGBT2中电流导通,电压VL大约为Vcom＝0,因此电感器L的第二IGBT2侧的连接端子的电压VL与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差以(V1-0)来表示且为正,电感器电流IL向正方向增加。
在开关模式B中,第一IGBT1和第三IGBT3导通,第二IGBT2和第四IGBT4截止,电流从正极侧端子P1沿电感器L、第三二极管元件Di3、能量转移用电容器C0、第一IGBT1、负极侧端子N1的路径流动,从而使能量从电感器L释放,并储存到能量转移用电容器C0中。电气设备5上施加有平滑电容器C2的两端电压,由平滑电容器C2提供能量,其中,所述平滑电容器C2通过后述的动作来进行充电。
由于第一IGBT1、第三二极管元件Di3导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第一IGBT1侧的连接端子的电位大约满足Vcom＝0,第三IGBT3(第三二极管元件Di3)侧的连接端子的电位大约为VL。
由此,电感器L的第三IGBT3(第三二极管元件Di3)侧的连接端子的电压VL＝Vc0。
在开关模式C中,第二IGBT2和第四IGBT4导通,第一IGBT1和第三IGBT3截止,电流从正极侧端子P1沿电感器L、第二IGBT2、能量转移用电容器C0、第四二极管元件Di4、正极侧端子P2、电气设备5、负极侧端子N2的路径流动,因而能量从电感器L和能量转移用电容器C0释放。
由于第二IGBT2、第四二极管元件Di4导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第二IGBT2侧的连接端子的电位大约为VL,第四IGBT4(第四二极管元件Di4)侧的连接端子的电位大约为V2。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL满足VL＝V2-Vc0。
另外,与上述导通占空比不足50％的动作相同,第一Gate1信号和第二Gate2信号的导通占空比相等,因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等,满足Vc0＝(V2-Vc0)的关系。由此,能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。
对上述说明进行整理,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL为
在开关模式A中,VL＝0
在开关模式B中,VL＝Vc0＝V2/2
在开关模式C中,VL＝(V2-Vc0)＝V2/2。
由此,电感器L两端的电位差、第一IGBT1和第二IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff表示为以下关系。
开关模式A:
L·ILrpl＝(ton-toff)/2·V1 (4a)
开关模式B、C:
L·ILrpl＝-toff·(V1-V2/2) (4b)
由于式(4a)和式(4b)的左边彼此相等,因此以下关系成立。
(ton-toff)/2·V1＝-toff·(V1-V2/2) (5)
若对式(5)的一次侧端子电压V1和二次侧端子电压V2进行整理,则如下那样。
(v2/v1)＝(ton+toff)/toff＝1/(1-ton/T) (6)
其中,ton+toff＝T。
上式(6)中,周期T表示以开关模式A→B→A→C→A的顺序进行切换并进行一个周期的期间,在周期T内,包括一次ton期间和一次toff期间。ton+toff＝T。
式(6)与式(3)相等,即,无论导通占空比低于50％还是在50％以上,都无关地根据导通占空比的变化来连续地调整DC-DC电压转换比。
另外,在图21所示的栅极驱动信号的导通占空比在50％以上的动作中,ton/T≥0.5,若将其应用到式(6)中,则DC-DC电压转换比在2以上。由此,V2≥(V1×2)。
由此,在开关模式B、C中,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝V2/2≧V1,电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此,以VL为基准,电感器L两端间的电位差为负,电感器电流IL向负方向减少。
如上所述,在开关模式A→B→A→C→A的切换中,在开关模式A中,电感器电流IL从IL≥0的状态进一步向正方向变化,在开关模式B、C中,电感器电流IL向IL<0的状态变化。
由此,在IGBT的整个开关周期T内,电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即,对于栅极驱动信号的导通占空比在50％以上的情况,相对于IGBT的开关频率,在电感器L中也有两倍频率的交流电流导通。
这里,对于功率半导体单元中流过的电流,IGBT中流过的电流比二极管元件中流过的电流要大,IGBT在构成转换主电路的元件中变得最热,因此需要根据IGBT的温度决定是否需要过热保护动作。
如上所述,IGBT的温度由温度传感器T来检测,因此能利用该温度信号判定是否需要过热保护。
3)降压动作时导通占空比低于50％的情况:
降压动作中,如图3所示,在电压V1≤电压V2的关系下,将与DC-DC电压转换装置1的二次侧相连的电气设备5所产生的电力从V2向V1进行DC-DC电压转换,并由直流电源4回收。
图22示出降压动作时,栅极驱动信号的导通占空比小于50％时的波形。图22A示出栅极驱动信号,图22B示出电感器电流IL,图22C示出开关模式及其切换时刻。
图22的第一Gate1～第四Gate4中,在第三Gate3的信号为高的情况下,第三IGBT3导通,在第四Gate4的信号为高的情况下,第四IGBT4导通,电流从集电极流向发射极。在第一Gate1信号为高的情况下,第一IGBT1导通,在第二Gate2信号为高的情况下,第二IGBT2导通,而在降压动作时,在反向并联连接的第一二极管元件Di1、第二二极管元件Di2中,电流从阳极流向阴极。
图22的第一Gate1～第四Gate4的栅极驱动信号、图22的开关模式及其切换时刻与升压动作时、栅极驱动信号的导通占空比低于50％时的图13相同。
也就是说,无论是降压动作时还是升压动作时,栅极驱动信号均为相同波形,第一Gate1～第四Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合以开关模式B→D→C→D→B的顺序进行切换。
在开关模式D中,第三IGBT3与第四IGBT4导通,第一IGBT1与第二IGBT2截止,电流从正极侧端子P2沿着第四IGBT4、第三IGBT3、电感器L、正极侧端子P1、直流电源4、负极侧端子N1的路径流动,从而将能量储存到电感器L中。根据该电流导通的方向,电感器电流IL的极性为负。
此外,由于第三IGBT3与第四IGBT4导通,因此电压VL大约为V2。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差以(V1-V2)来表示且为负,电感器电流IL从IL<0的状态向负方向增加。
在开关模式B中,第一IGBT1和第三IGBT3导通,第二IGBT2和第四IGBT4截止,电流从能量转移用电容器C0沿着第三IGBT3、电感器L、正极侧端子P1、直流电源4、负极侧端子N1、第一二极管元件Di1的路径流动,从而使能量从电感器L以及能量转移用电容器C0释放。此外,平滑电容器C2上施加有电气设备5的发电电压V2,从而将能量提供给平滑电容器C2。
由于第一IGBT1(第一二极管元件Di1)、第三二极管元件Di3导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第一IGBT1(第一二极管元件Di1)侧的连接端子的电位大约满足Vcom＝0,第三IGBT3侧的连接端子的电位大约为VL。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝Vc0。
在开关模式C中,第二IGBT2和第四IGBT4导通,第一IGBT1和第三IGBT3截止,电流沿着正极侧端子P2→第四IGBT4→能量转移用电容器C0→第二二极管元件Di2→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1的路径流动,从而使能量从电感器L释放,并储存到能量转移用电容器C0。
由于第二二极管元件Di2、第四IGBT4导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第二IGBT2(第二二极管元件Di2)侧的连接端子的电位大约为VL,第四IGBT4侧的连接端子的电位大约为V2。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝V2-Vc0。
这里,由于第三Gate3信号和第四Gate4信号的导通占空比相等,因此,开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等,满足Vc0＝(V2-Vc0)的关系。
由此,与升压动作时同样地,能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。
对以上进行整理,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL为
在开关模式B中,VL＝Vc0＝V2/2
在开关模式C中,VL＝(V2-Vc0)＝V2/2
在开关模式D中,VL＝V2。
由此,电感器L两端的电位差、第一IGBT1和第二IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff与表示升压动作时的栅极驱动信号的导通占空比小于50％时的关系的式1a、式1b相同。
因此,式(2)、式(3)的关系同样成立。即,DC-DC电压转换装置1的电压转换比(V2/V1)由式3表示。
在图22的栅极驱动信号的导通占空比不足50％的动作中,ton/T<0.5,若将其应用到式(3)中,则DC-DC电压转换比不足2。由此,V2<(V1×2)。即,一次侧端子电压V1降低到比二次侧端子电压V2的1/2倍要高、且比二次侧端子电压V2的1倍要低的电压。
由此,在开关模式B、C中,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝V2/2<V1,电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此,以VL为基准,电感器L两端间的电位差为正,电感器电流IL向正方向减少。即,在降压动作时,电感器电流IL从电感器电流IL<0的状态向IL≥0的状态变化。
如上所述,在开关模式B→D→C→D→B的切换中,在开关模式B、C下,电感器电流IL向IL≥0的状态变化,在开关模式D下,电感器电流IL以从IL<0的状态进一步向负方向增加的方式变化。
由此,在IGBT的整个开关周期T内,电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即,与升压动作时同样地,相对于IGBT的开关频率,在电感器L中有两倍频率的交流电流导通。
这里,对于功率半导体单元中流过的电流,IGBT中流过的电流比二极管元件中流过的电流要大,IGBT在构成转换主电路的元件中最热,因此需要根据IGBT的温度决定是否需要过热保护动作。
4)降压动作时导通占空比50％以上的情况:
接着,对降压动作时、栅极驱动信号的导通占空比为50％以上的情况进行说明。
图23示出此时的动作波形,图23A示出栅极驱动信号,图23B示出电感器电流IL,图23C示出开关模式及其切换时刻。
图23中,在第三Gate3信号为高的情况下,第三IGBT3导通,在第四Gate4信号为高的情况下,第四IGBT4导通,电流从集电极流向发射极。
在第一Gate1信号为高的情况下,第一IGBT1导通,在第二Gate2信号为高的情况下,第二IGBT2导通,而在降压动作时,在反向并联连接的第一二极管元件Di1、第二二极管元件Di2中,电流从阳极流向阴极。
图23的栅极驱动信号、开关模式及其切换时刻与升压动作时、栅极驱动信号的导通占空比在50％以上的图6相同。
也就是说,无论是降压动作时还是升压动作时,栅极驱动信号均为相同波形,第一Gate1～第四Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合以开关模式A→B→A→C→A的顺序进行切换。
首先,在开关模式C中,第二IGBT2和第四IGBT4导通,第一IGBT1和第三IGBT3截止,电流沿着正极侧端子P2→第四IGBT4→能量转移用电容器C0→第二二极管元件Di2→电感器L→直流电源4→负极侧端子N1的路径流动,从而将能量储存到电感器L以及能量转移用电容器C0中。
由于第二IGBT2(第二二极管元件Di2)、第四IGBT4导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第二IGBT2侧的连接端子的电位大约为VL,第四IGBT4侧的连接端子的电位大约为V2。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝V2-Vc0。
在开关模式B中,第一IGBT1和第三IGBT3导通,第二IGBT2和第四IGBT4截止,电流沿着能量转移用电容器C0→第三IGBT3→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1→第一二极管元件Di1的路径流动,从而将能量储存到电感器L,并从能量转移用电容器C0释放。
由于第一IGBT1(第一二极管元件Di1)、第三IGBT3导通从而电流流通,因此能量转移用电容器C0的第一IGBT1侧的连接端子的电位大约为Vcom＝0,第三IGBT3侧的连接端子的电位大约为VL。
由此,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝Vc0。
在开关模式A中,第一IGBT1和第二IGBT2导通,第三IGBT3和第四IGBT4截止,电流沿着电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1→第一二极管元件Di1→第二二极管元件Di2的路径流动,使得能量从电感器L释放。
第一二极管元件Di1和第二二极管元件Di2中电流导通,电压VL大约满足Vcom＝0,因此电感器L的第二IGBT2侧的连接端子的电压VL与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差以V1来表示且为正,电感器电流IL从IL<0的状态向正方向变化。
此外,与上述导通占空比不足50％的动作同样地,第三Gate3信号和第四Gate4信号的导通占空比相等,因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等,满足Vc0＝(V2-Vc0)的关系。由此,与升压动作时同样地,能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。
对上述说明进行整理,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL为
在开关模式A中,VL＝Vcom＝0
在开关模式B中,VL＝Vc0＝V2/2
在开关模式C中,VL＝(V2-Vc0)＝V2/2。
由此,电感器L两端的电位差、第一IGBT1和第二IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff的关系与表示升压动作时的栅极驱动信号的导通占空比在50％以上时的关系的式(4a)、(4b)相同。因此,式(5)、式(6)的关系同样成立。
即,DC-DC电压转换装置1的电压转换比(V2/V1)由式6表示。
在图23的栅极驱动信号的导通占空比在50％以上的动作中,ton/T≥0.5,若将其应用到式(6)中,则DC-DC电压转换比在2以上。由此,V2≥(V1×2)。即,一次侧端子电压V1降低到比二次侧端子电压V2的1/2倍要低的电压。
由此,在开关模式B、C中,电感器L的第三IGBT3侧的连接端子的电压VL＝V2/2≧V1,电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此,以VL为基准,电感器L两端间的电位差为负,电感器电流IL向负方向增加。即,在降压动作时,从电感器电流IL<0的状态进一步以向负方向增加的方式变化。
如上所述,在开关模式A→B→A→C→A的切换中,在开关模式A下,电感器电流IL向IL≥0的状态变化,在开关模式B、C下,电感器电流IL以从IL<0的状态进一步向负方向增加的方式变化。
由此,在IGBT的整个开关周期T内,电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即,对于栅极驱动信号的导通占空比在50％以上的情况,相对于IGBT的开关频率,在电感器L中也有两倍频率的交流电流导通。
这里,对于功率半导体单元中流过的电流,二极管元件中流过的电流比IGBT中流过的电流要大,构成转换主电路的元件中,二极管元件可能最热,因此需要根据二极管元件的温度和IGBT元件的温度双方来决定是否需要过热保护动作。
第一二极管元件Di1、第二二极管元件Di2的温度与在相同动作模式下通电的第三IGBT3、第四IGBT4的温度具有相关性,也依赖于与通电时间具有相关性的升压比,因此使用根据升压比而可变的温度比系数,第三IGBT3、第四IGBT4温度利用第一二极管元件Di1、第二二极管元件Di2的温度×[温度比系数]来计算。
如上所述,IGBT的温度由温度传感器T来进行检测,因此能利用该温度信号判定是否需要过热保护,从而能进行过热保护。
接着,对举例示出升压比BR与温度比系数的关系的图14和图15进行说明。
图14是将横轴设为升压比、将纵轴设为温度比系数而表示的特性图,示出升压比小于2的放电动作时、第四二极管元件Di4、第三二极管元件Di3的元件温度相对于第一IGBT1、第二IGBT2的元件温度的温度比系数。在图示的特性线内,实线表示导通DC-DC电压转换装置的一次侧、二次侧之间的电流量较少的情况,单点划线表示导通DC-DC电压转换装置的一次侧、二次侧之间的电流量较多的情况,虚线表示电流量为实线的情况与电流量为虚线的情况的中间状态下的温度比系数的特性。图中,随着升压比BR从1倍增加到2倍,温度比系数逐渐降低。这对应于如图13C所示,升压比BR从1倍增加到2倍的动作与第一IGBT1、第二IGBT2的开关占空比从0％增加到50％的动作相联动,第一IGBT1、第二IGBT2的导通电流比第四二极管元件Di4、第三二极管元件Di3的导通电流少,但随着开关占空比的增加,第一IGBT1、第二IGBT2的导通电流与第四二极管元件Di4、第三二极管元件Di3的导通电流逐渐接近于相同量。然而,温度比系数也与IGBT元件的散热的热阻以及二极管元件的散热的热阻相关,即便导通电流量相等,温度比系数也不一定为1。
图14中示出以下情况:升压比BR大致为1.4附近,温度比系数大致为1,即,第四二极管元件Di4的温度与第一IGBT1的温度大致相等,第三二极管元件Di3的温度与第二IGBT2的温度大致相等。若温度比系数小于1,则是指第四二极管元件Di4的温度低于第一IGBT1并且第三二极管Di3的温度低于第二IGBT2的温度,而如上所述,在想要根据TS1～TS4、TDi1～TDi4的温度分布状况改变过热保护必要与否的判断阈值等情况下,也利用温度比系数小于1时的二极管元件的温度。
另外,在放电动作且升压比为2以上的情况下,如图21所示,与IGBT的导通电流量相比,二极管的导通电流量极少,因此不对应于需要二极管的过热保护的运行区域。
图15也同样是将横轴设为升压比、将纵轴设为温度比系数而表示的特性图,示出升压比在2以上的充电动作时的、第二二极管元件Di2、第一二极管元件Di1的元件温度相对于第三IGBT3、第四IGBT4的元件温度的温度比系数。与上述图14同样地,在图示的特性线内,实线表示导通DC-DC电压转换装置的一次侧、二次侧之间的电流量较少的情况,单点划线表示导通DC-DC电压转换装置的一次侧、二次侧之间的电流量较多的情况,虚线表示电流量为实线的情况与电流量为虚线的情况的中间状态下的温度比系数的特性。
图中,随着升压比BR从2倍增加到2.6倍,温度比系数逐渐降低。这如图23C所示,升压比BR从2倍起进一步增加的动作与第三IGBT3、第四IGBT4的开关占空比从50％向100％增加的动作相联动,示出了以下特性:由于第三IGBT3、第四IGBT4的导通电流逐渐减少,另一方面,第二二极管元件Di2、第一二极管元件Di1的导通电流逐渐增加,因此温度比系数逐渐降低。这里,IGBT的开关占空比与升压比BR之间并非线性关系。因此,成为图14和图15所示那样没有对称性的特性。
温度比系数小于1的情况,是指第二二极管元件Di2的温度低于第三IGBT3并且第一二极管Di1的温度低于第四IGBT4,而如上所述,在想要根据TS1～TS4、TDi1～TDi4的温度分布状况改变过热保护必要与否的判断阈值等情况下,也利用温度比系数小于1时的二极管元件的温度。
另外,虽然没有图示,关于DC-DC电压转换装置的充电动作下、升压比小于2且温度比系数达到1以上时的特性,通过表格参照来计算温度比系数的动作也与上述同样地进行。
5)直接连接动作的情况:
接着,对DC-DC电压转换装置不进行开关动作并使一次侧与二次侧的电压相同的直接连接动作的情况进行说明。
在直接连接并进行放电动作的情况下,在功率半导体单元中,仅向第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4连续通电。此时,转换主电路2的动作为图13的开关模式D的状态。
这里,第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4的温度依赖于流过的电流、即电感器导通电流IL,因此通过至少以电感器导通电流为输入参数的表格参照,从而能获得第三二极管元件Di3、第四二极管元件Di4的温度推算值,能利用该值判定是否需要过热保护动作,从而能进行过热保护。
此外,在直接连接并且进行充电动作的情况下,在功率半导体单元中,仅向第三IGBT3、第四IGBT4连续通电。此时,转换主电路2的动作为图12的开关模式D的状态。这如图24所示,栅极驱动信号第一Gate1、第二Gate2截止,第三Gate3、第四Gate4导通,第二IGBT2、第三IGBT3、电感器L的电连接点的电位VL与DC-DC电压转换装置的二次侧电压V2大致相等。此外,由于是充电动作,因此电感器电流IL的符号为负。
由于第三IGBT3、第四IGBT4具备温度传感器T,因此使用温度传感器T来检测IGBT的元件温度TS3、TS4,并利用该检测到的IGBT的元件温度TS3、TS4来进行过热保护的必要与否判定以及过热保护运算。此外,二极管元件温度计算部能在DC-DC电压转换装置的一次侧电压与二次侧电压一致并且上述半导体开关元件已停止开关的情况下,基于与DC-DC电压转换装置中导通的电流量以及二极管元件的温度具有相关性的转换主电路的制冷剂温度来计算二极管元件的温度。能根据这里得到的二极管元件的温度的值来进行上述过热保护的控制。
在以上实施方式中,举出使用了IGBT作为半导体开关元件的例子进行了说明,但在使用了由SiC(碳化硅)材料制成的功率器件作为开关元件、即使用了SiC元件作为半导体开关元件的情况下,由于开关损耗较少,而且带隙较宽,因此在高温下也能工作,因此在发热问题方面,与半导体开关元件相比,反倒是并联连接的二极管元件上的发热更成为问题。因此,通过修正运算来根据检测到的温度计算二极管元件的温度并用于控制是为了保护DC-DC电压转换装置而更有效果的结构。
如以上说明的那样,根据本发明,在二极管元件的温度在DC-DC电压转换装置的功率半导体元件内达到最高温度的情况下,也能以简单的结构并且廉价且容易地使用具有相关性的功率半导体元件的检测温度和升压比作为DC-DC电压转换装置的主电路结构来对不具备温度检测部的主电路的二极管元件温度进行修正运算的结构、单元,从而能维持廉价的结构来恰当地判定是否需要温度保护,能保护该DC-DC电压转换装置不受过热破坏。
在以上说明中,对本发明有关的实施方式进行了说明,但这仅仅是对本发明的优选实施方式的例示,能对它们进行任意组合来构成。
即,二极管元件温度计算部能利用根据DC-DC电压转换装置的二次侧电压与一次侧的电压的比即升压比而可变的温度比系数来计算上述二极管元件的温度。
此外,能够使二极管元件温度计算部的温度比系数是在DC-DC电压转换装置从一次侧向二次侧提供电力的放电动作时与从二次侧向一次侧提供电力的充电动作时不同的特性。
并且,二极管元件温度计算部中的温度比系数也可以是参照以升压比和DC-DC电压转换装置中导通的电流量为输入变量的表格而确定的值。
本发明不限于上述实施方式的结构和动作,能在本发明的范围内对实施方式的任意构成要素适当进行变更或省略。

Claims (7)

1.一种DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,包括:
转换主电路(2)的半导体开关元件(IGBT)；二极管元件(Di),该二极管元件(Di)与所述半导体开关元件(IGBT)并联连接；温度检测部(T),该温度检测部(T)对所述半导体开关元件(IGBT)的温度进行检测；二极管元件温度计算部(70),该二极管元件温度计算部(70)利用由所述温度检测部(T)检测出的所述半导体开关元件(IGBT)的温度和DC-DC电压转换装置(1)的升压比进行修正运算,来计算所述二极管元件(Di)的温度；以及过热保护单元(80、81),该过热保护单元(80、81)进行用于根据计算出的该温度的值来保护所述二极管元件(Di)的控制。
2.如权利要求1所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
所述二极管元件温度计算部(70)利用根据DC-CD电压转换装置(1)的二次侧电压与一次侧电压的比即升压比而可变的温度比系数来计算所述二极管元件(Di)的温度。
3.如权利要求2所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
所述二极管元件温度计算部(70)中的温度比系数是在由DC-DC电压转换装置(1)从一次侧向二次侧提供电力的放电动作时和从二次侧向一次侧提供电力的充电动作时不同的特性。
4.如权利要求2或3所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
所述二极管元件温度计算部(70)中的温度比系数是参照以升压比和DC-DC电压转换装置中导通的电流量为输入变量的表格而确定的值。
5.如权利要求1至4的任一项所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
所述二极管元件温度计算部(70)在DC-DC电压转换装置(1)的一次侧电压与二次侧电压一致并且所述半导体开关元件(IGBT)已停止开关的情况下,基于与DC-DC电压转换装置(1)中导通的电流量以及所述二极管元件(Di)的温度具有相关性的所述转换主电路(2)的制冷剂温度来计算所述二极管元件(Di)的温度。
6.如权利要求1至5的任一项所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
所述转换主电路(2)中,一次侧的正极侧端子(P1)与负极侧端子(N1)之间连接有平滑电容器(C1)和电感器(L),将所述半导体开关元件(IGBT)与所述二极管元件(Di)反向并联连接而成的四个功率半导体单元(PU1、PU2、PU3、PU4)的串联体连接在二次侧的正极侧端子(P2)与负极侧端子(N2)之间,所述电感器(L)的与连接到所述平滑电容器(C1)的端子的连接端子不同的端子连接到所述功率半导体单元(PU1、PU2、PU3、PU4)的所述串联体中的、第二功率半导体单元(PU2)与第三功率半导体单元(PU3)的连接点,第一功率半导体单元(PU1)和第二功率半导体单元(PU2)的连接点、与第三功率半导体单元(PU3)和第四功率半导体单元(PU4)的连接点之间连接有能量转移用电容器(C0)。
7.如权利要求1至6的任一项所述的DC-DC电压转换装置(1),其特征在于,
半导体开关元件(IGBT)为SiC元件。
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