CN107171998B - 一种异步频分多址方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种异步频分多址方法，基于快速卷积的F‑OFDM技术可以减小子带间的保护带宽、提高频谱效率、支持异步多址技术，且每个子带的循环前缀长度、子带中子载波的个数等参数可以根据业务需求进行个性化设置。通过使用重叠保留法大大降低了发送端和接收端滤波的复杂度，同时在每一个子带两边的子载波上使用的低阶调制，对子带中间的子载波采用高阶调制，保证了子带中间的子载波的传输速率和频谱的利用效率。

Description

一种异步频分多址方法
技术领域
本发明涉及一种异步频分多址方法。
背景技术
正交频分复用技术具有各载波相互正交的特性，因此可以在抵抗信道频率选择性的前提下保证频谱效率。但是正交频分复用技术具有高峰均比、带外能量较高、各子带之间需要同步、需要循环前缀来抵抗频率选择性信道的缺点，使其无法面对5G提出的高速率、低时延等多样化的频谱要求，因此迫切需要在正交频分复用技术的基础上提出以一种新的波形技术。
新的波形技术——滤波器正交频分复用技术可以较好的满足对5G波形技术的需求。滤波正交频分复用技术相对于正交频分复用技术有更多的优点：首先，在各子带分别通过经过优化的时域滤波器后，子带外的能量相对于传统的正交频分复用技术实现方法下降很多，从而可以减小子带间的保护带宽，提高频谱效率。其次，滤波器正交频分复用技术可以支持异步多址技术，各子带之间不再需要同步，满足第五代通信技术中适应多用户传输的需求。此外，滤波器正交频分复用技术保留了正交频分复用技术的长处：可以通过DFT扩展的方法来降低发送信号的峰均比。可以通过在发送符号头部加循环前缀的方式降低符号间干扰。滤波器正交频分复用技术需要同带通滤波器卷积达到抑制带外能量的作用，减小子带间的干扰，但是由于需在时域同滤波器的冲激响应进行线性卷积，所以发送端和接收端滤波的复杂度大大增加，如何降低发送端和接收端滤波的复杂度是亟需解决的核心问题之一。同时，由于在接收端的一个子带内，子带两边的子载波的均方误差较中间子载波的均方误差大，所以要通过在相邻两个子带间设置保护带宽的方式减少因子带间干扰带来的误差。但对于窄带传输，保护带宽与实际传输所用带宽相比较大，降低了数据传输的吞吐量。所以如何使用合理的调制方式实现较高的频谱效率，亦是亟需解决的核心问题之一。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的异步频分多址方法。
技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：
本发明所述的异步频分多址方法，包括上行发送方法、上行接收方法、下行发送方法和下行接收方法，其中：
上行发送方法包括以下步骤：
S1.1：各终端侧对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S1.2：各终端侧通过串并转换将步骤S1.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S1.3：各终端侧将每个用户的每个分块的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；
S1.4：各终端侧对每个用户的每个分块加入循环前缀；
S1.5：各终端侧通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S1.6：各终端侧将步骤S1.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性滤波器；
上行接收方法包括以下步骤：
S1.7：基站将接收数据通过基于快速卷积的分析滤波器组滤除不同子带间的干扰；
S1.8：基站通过串并转换将步骤S1.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S1.9：基站去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S1.10：基站将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S1.11：基站通过快速傅里叶变换将步骤S1.10得到的时域数据转换为频域数据；
S1.12：基站将频域数据循环移位；
S1.13：基站通过并串转换恢复出频域数据；
S1.14：基站进行信道估计；
S1.15：基站采用与终端相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S1.16：基站进行译码；
S1.17：基站对符号进行均衡；
下行发送方法包括以下步骤：
S2.1：基站对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S2.2：基站通过串并转换将步骤S2.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S2.3：基站将每个用户的每个分块对应的的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；
S2.4：基站对每个用户的每个分块加入循环前缀；
S2.5：基站通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S2.6：基站将步骤S2.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性合成滤波器组；
下行接收方法包括以下步骤：
S2.7：终端将接收数据通过基于快速卷积的匹配滤波器滤除不同子带间的干扰；
S2.8：终端通过串并转换将步骤S2.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S2.9：终端去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S2.10：终端将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S2.11：终端通过快速傅里叶变换将步骤S2.10得到的时域数据转换为频域数据；
S2.12：终端将频域数据循环移位；
S2.13：终端通过并串转换恢复出频域数据；
S2.14：终端进行信道估计；
S2.15：终端采用与基站相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S2.16：终端进行译码；
S2.17：终端对符号进行均衡。
进一步，所述步骤S1.1和步骤S2.1中，中间的子载波采用高阶调制方式进行调制符号映射，边缘的子载波采用低阶调制方式进行调制符号映射，其中，低阶调制方式为低阶BPSK调制或者低阶QPSK调制，高阶调制方式为高阶16QAM调制，低阶BPSK调制、低阶QPSK调制、高阶16QAM调制分别如式(1)、(2)、(3)所示：
sU(n)＝±1 (1)
式(1)(2)(3)中，u表示不同用户，n表示数据点。
进一步，所述步骤S1.2和步骤S2.2中，串并转换均按照式(4)进行分块：
sU,l(m)＝sU(m-lM),0≤m≤ML-1,0≤l≤L-1 (4)
式(4)中，sU表示原始序列，sU,l表示分块后序列，M表示每块长度,u表示不同用户，L表示块数。
进一步，所述步骤S1.6中的基于快速卷积的频域线性滤波器和步骤S2.6中的基于快速卷积的频域线性合成滤波器组如式(5)所示：
式(5)中，0<n<LN+N1-1，L表示块数，xk表示第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵， 为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ表示以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵，U表示不同用户。
进一步，所述步骤S1.7中的基于快速卷积的分析滤波器组和步骤S2.7中的基于快速卷积的匹配滤波器如式(6)所示：
式(6)中，0<n<LN+2N1-1，r表示接收数据序列，表示匹配滤波器冲击响应，U表示不同用户，xk为第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵，为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ′为以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵。
进一步，所述步骤S1.12中的循环移位过程如式(7)、(8)所示：
mr＝(m′+m)modNs,U,0<m<Nc-1 (7)
y′U,l(m)＝yU,l(mr) (8)
式(7)和(8)中，mr表示第m个子载波在Ns,U点的FFT变换结果中的位置，0<mr<Ns,U-1，Nc表示子载波个数，yU,l(mr)表示FFT变换后恢复出的数据，m′表示子带前端补零个数。
进一步，所述步骤S1.4和步骤S2.4中加入循环前缀的过程均如式(9)所示：
式(9)中，xU,l表示加循环前缀后的OFDM符号，s′U,l表示原OFDM符号,u表示不同用户，Ng表示保护间隔。
进一步，所述步骤S1.9和S2.9中，去掉循环前缀的过程均如式(10)所示：
yU,l(n)＝r′U,l(n+Ng) (10)
式(10)中，r′U,l表示加循环前缀后的OFDM符号，yU,l表示去循环前缀后的OFDM符号，n表示数据点，Ng表示保护间隔。
进一步，所述步骤S1.13和S2.13中的并串转换均按照式(11)来实现：
式(11)中，y′U,l表示并行数据，表示串行数据,L表示每个用户符号个数,u表示不同用户。
有益效果：本发明公开了一种异步频分多址方法，基于快速卷积的F-OFDM技术可以减小子带间的保护带宽、提高频谱效率、支持异步多址技术，且每个子带的循环前缀长度、子带中子载波的个数等参数可以根据业务需求进行个性化设置。通过使用重叠保留法大大降低了发送端和接收端滤波的复杂度，同时在每一个子带两边的子载波上使用的低阶调制，对子带中间的子载波采用高阶调制，保证了子带中间的子载波的传输速率和频谱的利用效率。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1)使用了循环前缀，在接收端更易实现信道均衡；不要求滤波器的长度小于CP长度，可以更好实现滤波器优化；
2)基于快速卷积滤波器组，大大降低了运算复杂度；
3)子带两边的子载波上使用的低阶调制，中间的子载波采用高阶调制，保证了子带中间的子载波的传输速率和频谱的利用效率。
附图说明
图1为F-OFDMA***上行链路结构框图；
图2为F-OFDMA***下行链路结构框图；
图3为快速卷积综合滤波器组(Synthesis Filter Bank，SFB)框图；
图4为连续信号与滤波器冲激响应卷积的快速卷积实现框图。
图5为自适应编码调制示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式和附图对本发明的技术方案作进一步的介绍。
本具体实施方式公开了一种异步频分多址方法，包括上行发送方法、上行接收方法、下行发送方法和下行接收方法，其中：
如图1所示，上行发送方法包括以下步骤：
S1.1：各终端侧对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S1.2：各终端侧通过串并转换将步骤S1.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S1.3：各终端侧将每个用户的每个分块的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；M的典型值取64，N的典型值取1024；
S1.4：各终端侧对每个用户的每个分块加入循环前缀，循环前缀长度典型值取
S1.5：各终端侧通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S1.6：各终端侧将步骤S1.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性滤波器；
上行接收方法包括以下步骤：
S1.7：基站将接收数据通过基于快速卷积的分析滤波器组滤除不同子带间的干扰；
S1.8：基站通过串并转换将步骤S1.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S1.9：基站去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S1.10：基站将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S1.11：基站通过快速傅里叶变换将步骤S1.10得到的时域数据转换为频域数据；
S1.12：基站将频域数据循环移位；
S1.13：基站通过并串转换恢复出频域数据；
S1.14：基站进行信道估计；
S1.15：基站采用与终端相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S1.16：基站进行译码；
S1.17：基站对符号进行均衡；
如图2所示，下行发送方法包括以下步骤：
S2.1：基站对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S2.2：基站通过串并转换将步骤S2.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S2.3：基站将每个用户的每个分块的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；
S2.4：基站对每个用户的每个分块加入循环前缀；
S2.5：基站通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S2.6：基站将步骤S2.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性合成滤波器；
下行接收方法包括以下步骤：
S2.7：终端将接收数据通过基于快速卷积的匹配滤波器组滤除不同子带间的干扰；
S2.8：终端通过串并转换将步骤S2.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S2.9：终端去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S2.10：终端将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S2.11：终端通过快速傅里叶变换将步骤S2.10得到的时域数据转换为频域数据；
S2.12：终端将频域数据循环移位；
S2.13：终端通过并串转换恢复出频域数据；
S2.14：终端进行信道估计；
S2.15：终端采用与基站相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S2.16：终端进行译码；
S2.17：终端对符号进行均衡。
步骤S1.1和步骤S2.1中，中间的子载波采用高阶调制方式进行调制符号映射，边缘的子载波采用低阶调制方式进行调制符号映射，如图5所示，其中，低阶调制方式为低阶BPSK调制或者低阶QPSK调制，高阶调制方式为高阶16QAM调制，低阶BPSK调制、低阶QPSK调制、高阶16QAM调制分别如式(1)、(2)、(3)所示：
sU(n)＝±1 (1)
式(1)(2)(3)中，u表示不同用户，n表示数据点。
步骤S1.3中的快速傅里叶逆变换如式(4)所示：
式(4)中，sU,l表示频域数据，s′U,l表示时域数据,u表示不同用户。
步骤S1.2和步骤S2.2中，串并转换均按照式(5)进行分块：
sU,l(m)＝sU(m-lM),0≤m≤ML-1,0≤l≤L-1 (5)
式(5)中，sU表示原始序列，sU,l表示分块后序列，M表示每块长度,u表示不同用户，L表示块数，典型值如M＝64，L＝100。
步骤S1.5中的并串转换如式(6)所示：
式(6)中，xU,l表示每个并行数据，x表示合并后串行数据,u表示不同用户。
如图3和图4所示，步骤S1.6中的基于快速卷积的频域线性滤波器和步骤S2.6中的基于快速卷积的频域线性合成滤波器组均如式(7)所示：
式(7)中，fU(n)为第U个子带线性滤波器的冲激响应，冲激响应长度为N1，典型值N1＝1024。滤波器的中心频率与相应子带的中心频率重合，3dB带宽即相应子带的带宽，并且滤波器的冲激响应小于OFDM的符号长度滤波器，fU(n)对不同的用户可以设置不同的参数，比如滚降系数、带宽等，典型值例如0.0625，滤波器3dB带宽与子带带宽保持一致，为64*15k＝960kHZ。0<n<LN+N1-1，L表示块数，xk表示第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵，为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ表示以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵，U表示不同用户，典型值如N_overlap＝600，分块长度xk为4136。
步骤S1.7中的基于快速卷积的分析滤波器组和步骤S2.7中的基于快速卷积的匹配滤波器如式(8)所示：
式(8)中，0<n<LN+2N1-1，r表示接收数据序列，表示匹配滤波器冲击响应，U表示不同用户，xk为第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵，为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ′为以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵。
步骤S1.10中的下采样按照式(9)来进行：
yU,l(n)＝yU,l(nNr,U),0<n<Ns,U-1 (9)
式(9)中，降采样倍数为满足M<Ns,U<N,且Ns,U取为2的指数，典型值Nr,U＝16，Ns,U＝64。
步骤S1.11中的FFT变换按照式(10)来进行：
步骤S1.12中的循环移位过程如式(11)、(12)所示：
mr＝(m′+m)modNs,U,0<m<Nc-1 (11)
y′U,l(m)＝yU,l(mr) (12)
式(11)和(12)中，mr表示第m个子载波在Ns,U点的FFT变换结果中的位置，0<mr<Ns,U-1，Nc表示子载波个数，yU,l(mr)表示XX，m′表示XX。
步骤S2.3中的快速傅里叶逆变换如式(13)所示：
式(13)中，sU,l表示频域数据，s′U,l表示时域数据。
步骤S1.4和步骤S2.4中加入循环前缀的过程均如式(14)所示：
式(14)中，xU,l表示加循环前缀后的OFDM符号，s′U,l表示原OFDM符号,u表示不同用户，Ng表示保护间隔。
步骤S1.9和S2.9中，去掉循环前缀的过程均如式(15)所示：
yU,l(n)＝r′U,l(n+Ng) (15)
式(15)中，r′U,l表示加循环前缀后的OFDM符号，yU,l表示去循环前缀后的OFDM符号，Ng表示保护间隔，典型值
步骤S1.13和S2.13中的并串转换均按照式(19)来实现：
式(19)中，y′U,l表示并行数据，表示串行数据,L表示每个用户符号个数,u表示不同用户。

Claims (1)

1.一种异步频分多址方法，其特征在于：包括上行发送方法、上行接收方法、下行发送方法和下行接收方法，其中：
上行发送方法包括以下步骤：
S1.1：各终端侧对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S1.2：各终端侧通过串并转换将步骤S1.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S1.3：各终端侧将每个用户的每个分块的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；
S1.4：各终端侧对每个用户的每个分块加入循环前缀；
S1.5：各终端侧通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S1.6：各终端侧将步骤S1.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性滤波器；
上行接收方法包括以下步骤：
S1.7：基站将接收数据通过基于快速卷积的分析滤波器组滤除不同子带间的干扰；
S1.8：基站通过串并转换将步骤S1.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S1.9：基站去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S1.10：基站将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S1.11：基站通过快速傅里叶变换将步骤S1.10得到的时域数据转换为频域数据；
S1.12：基站将频域数据循环移位；
S1.13：基站通过并串转换恢复出频域数据；
S1.14：基站进行信道估计；
S1.15：基站采用与终端相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S1.16：基站进行译码；
S1.17：基站对符号进行均衡；下行发送方法包括以下步骤：
S2.1：基站对传输的信息比特流进行差错控制编码，并完成调制符号映射；
S2.2：基站通过串并转换将步骤S2.1得到的串行数据转换为并行度为M的数据；
S2.3：基站将每个用户的每个分块对应的的M个子载波搬移到不同频带，并进行N点快速傅里叶逆变换，将信号从频域变换到时域；
S2.4：基站对每个用户的每个分块加入循环前缀；
S2.5：基站通过并串转换将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户的数据流相加传输；
S2.6：基站将步骤S2.5得到的数据通过基于快速卷积的频域线性合成滤波器组；
下行接收方法包括以下步骤：
S2.7：终端将接收数据通过基于快速卷积的匹配滤波器滤除不同子带间的干扰；
S2.8：终端通过串并转换将步骤S2.7得到的串行数据流恢复为每个用户的长度为N的并行数据流；
S2.9：终端去掉接收数据中发送端***的循环前缀；
S2.10：终端将去掉循环前缀后的并行数据流下采样；
S2.11：终端通过快速傅里叶变换将步骤S2.10得到的时域数据转换为频域数据；
S2.12：终端将频域数据循环移位；
S2.13：终端通过并串转换恢复出频域数据；
S2.14：终端进行信道估计；
S2.15：终端采用与基站相对应的解调技术，恢复出原始数据；
S2.16：终端进行译码；
S2.17：终端对符号进行均衡；
所述步骤S1.1和步骤S2.1中，中间的子载波采用高阶调制方式进行调制符号映射，边缘的子载波采用低阶调制方式进行调制符号映射，其中，低阶调制方式为低阶BPSK调制或者低阶QPSK调制，高阶调制方式为高阶16QAM调制，低阶BPSK调制、低阶QPSK调制、高阶16QAM调制分别如式(1)、(2)、(3)所示：
sU(n)＝±1 (1)
式(1)(2)(3)中，u表示不同用户，n表示数据点；
步骤S1.3中的快速傅里叶逆变换如式(4)所示：
式(4)中，sU,l表示频域数据，s′U,l表示时域数据,u表示不同用户；
步骤S1.11中的FFT变换按照式(5)来进行：
所述步骤S1.2和步骤S2.2中，串并转换均按照式(4)进行分块：
sU，l(m)＝sU(m-lM)，0≤m≤ML-1，0≤l≤L-1 (6)
式(6)中，sU表示原始序列，sU，l表示分块后序列，M表示每块长度，u表示不同用户，L表示块数；
步骤S1.5中的并串转换如式(7)所示：
式(7)中，xU，l表示每个并行数据，x表示合并后串行数据，u表示不同用户；
所述步骤S1.13和S2.13中的并串转换均按照式(8)来实现：
式(8)中，y′U，l表示并行数据，表示串行数据，L表示每个用户符号个数，u表示不同用户；
所述步骤S1.6中的基于快速卷积的频域线性滤波器和步骤S2.6中的基于快速卷积的频域线性合成滤波器组均如式(9)所示：
式(9)中，0＜n＜LN+N1-1，L表示块数，xk表示第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵， 为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ表示以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵，U表示不同用户；
所述步骤S1.7中的基于快速卷积的分析滤波器组和步骤S2.7中的基于快速卷积的匹配滤波器均如式(10)所示：
式(10)中，0＜n＜LN+2N1-1，r表示接收数据序列，表示匹配滤波器冲击响应，U表示不同用户，xk为第k个长度为N的不重叠分块，为重叠分块矩阵，为重叠保留矩阵，Noverlap表示重叠部分，Λ′为以滤波器频域响应为对角元素的对角阵，表示点数为No的FFT矩阵，表示点数为No的IFFT矩阵；
步骤S1.10中的下采样按照式(11)来进行：
yU，l(n)＝yU，l(nNr，U)，0＜n＜Ns，U-1 (11)
式(11)中，降采样倍数为满足M＜Ns，U＜N，且Ns，U取为2的指数，典型值Nr，U＝16，Ns，U＝64；
所述步骤S1.12中的循环移位过程如式(12)、(13)所示：
mr＝(m′+m)mod Ns，U，0＜m＜Nc-1 (12)
y′U，l(m)＝yU，l(mr) (13)
式(12)和(13)中，mr表示第m个子载波在Ns，U点的FFT变换结果中的位置，0＜mr＜Ns，U-1，Nc表示子载波个数，yU，l(mr)表示FFT变换后恢复出的数据，m′表示子带前端补零个数；
所述步骤S1.4和步骤S2.4中加入循环前缀的过程均如式(14)所示：
式(14)中，xU，l表示加循环前缀后的OFDM符号，s′U，l表示原OFDM符号，u表示不同用户，Ng表示保护间隔；
所述步骤S1.9和S2.9中，去掉循环前缀的过程均如式(15)所示：
yU，l(n)＝r′U，l(n+Ng) (15)
式(15)中，r′U，l表示加循环前缀后的OFDM符号，yU，l表示去循环前缀后的OFDM符号，n表示数据点，Ng表示保护间隔。
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