CN107112897A - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC/DC转换器，与将4个开关元件(S1)～(S4)依次经由第1～第3连接部串联地连接而成的串联电路并联地连接高压侧平滑电容器，在第1及第3连接部之间连接充放电电容器，经由电抗器对第2连接部施加的低压侧电压通过(S1)～(S4)的开闭被升压而从上述串联电路输出，由第1控制器(25)根据基于充放电电容器的电压的检测值计算的第1计算值与输出电压(Vout)之差运算第1运算值，由第2控制器(26)根据充放电电容器电压目标值(Vcf*)与充放电电容器电压(Vcf)之差运算第2运算值，由控制模块(27)、(28)对第1及第2运算值进行加减法运算，控制(S1)～(S4)的导通率来控制输出电压和充放电电容器电压，防止对(S1)～(S4)施加过电压。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器。
背景技术
在专利文献1所示的以往的DC/DC转换器中，与将4个开关元件(S1)～(S4)依次经由第1～第3连接部串联地连接而成的串联电路并联地连接高压侧平滑电容器，在第1以及第3连接部之间连接充放电电容器，经由电抗器施加于第2连接部的低压侧电压通过4个开关元件(S1)～(S4)的开闭而被升压并从上述串联电路输出，由第1控制器(25)根据输出电压目标值Vout*与输出电压Vout之差来运算第1运算值，由第2控制器(26)根据充放电电容器电压目标值Vcf*与充放电电容器电压Vcf之差来运算第2运算值，由控制模块(27)、(28)对第1以及第2运算值进行加减法运算，利用选通信号G1、G2来控制(S1)～(S4)的导通率从而控制输出电压和充放电电容器电压，防止(S1)～(S4)的过电压破坏。
专利文献1：日本专利第5457559号
发明内容
在以往的DC/DC转换器中输出电压目标值Vout*急剧地变化的情况下，由于第1控制器25和第2控制器26的运算速度的差异，相比于输出电压Vout向输出电压目标值Vout*的追踪时间，充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间会延迟，有时会对开关元件施加比较高的电压。
因此，以往在设计DC/DC转换器时，需要考虑这样的对开关元件施加比较高的电压的情况来选定开关元件，这是成本增加的主要原因。
本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，构成为在输出电压目标值Vout*急剧变化的情况下，相比于输出电压Vout向输出电压目标值Vout*的追踪时间，充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间不会延迟。
本发明的DC/DC转换器，具备：
低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；
高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，该高压侧平滑电容器保持高压侧电压；
第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；
第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器而与所述低压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；
第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
充放电电容器，该充放电电容器的一端连接于所述第1半导体电路与所述第2半导体电路的中间连接点，该充放电电容器的另一端连接于所述第3半导体电路与所述第4半导体电路的中间连接点；以及
控制装置，控制各所述半导体电路，
所述DC/DC转换器能够进行升压动作和降压动作中的至少一方的动作，其中，
在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第1以及第2半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为进行了升压的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，
在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第3以及第4半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为进行了降压的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，
所述控制装置具有第1运算部、第2运算部以及开闭控制部，
所述第1运算部对所述充放电电容器的电压的检测值乘以预先设定的第1常数来计算第1计算值，并根据所述第1计算值与所述高压侧电压的检测值的差电压，计算第1运算值，
所述第2运算部根据基于所述高压侧电压的指令值来计算出的第2计算值与所述充放电电容器的电压的检测值的差电压，运算第2运算值，
所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出导通比，并根据该导通比来控制具有所述接通断开开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述接通断开开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而对所述高压侧电压或者所述低压侧电压、以及所述充放电电容器的电压进行控制。
根据本发明，构成为即使在输出电压目标值Vout*急剧变化的情况下，相比于输出电压Vout向输出电压目标值Vout*的追踪时间，充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间也不会延迟，所以能够选定耐压比以往低的开关元件，能够降低DC/DC转换器的制造成本。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的DC/DC转换器的结构的结构图。
图2是示出实施方式1的控制装置的结构的电路图。
图3是示出实施方式1的DC/DC转换器的动作模式的说明图。
图4是实施方式1的DC/DC转换器的动作说明图。
图5是实施方式1的DC/DC转换器的动作说明图。
图6是实施方式1的DC/DC转换器的动作说明图。
图7是实施方式1的DC/DC转换器的动作说明图。
图8是说明实施方式1的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。
图9是说明以往的DC/DC转换器的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。
图10是示出实施方式2的控制装置的结构的电路图。
图11是实施方式2的控制装置的限制器30的动作流程图。
图12是说明实施方式2的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。
(符号说明)
11：低压侧平滑电容器；12：电抗器；：21：减法器；22：乘法器；23：减法器；24：第1控制模块；25：第1控制器；26：第1控制器；27：第2控制模块；28：第3控制模块；29：乘法器；30：限制器；31：乘法器；101f：充放电电容器；103：电压传感器；104：电压传感器；108：高压侧平滑电容器；109：控制装置；S1～S4：开关元件。
具体实施方式
实施方式1.
图1～图8是示出用于实施本发明的实施方式1的图，图1是示出DC/DC转换器的结构的结构图，图2是示出图1的控制装置的结构的电路图，图3是示出图1的DC/DC转换器的动作模式的说明图。图4～图7是图1的DC/DC转换器的动作说明图。图8是说明输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。此外，图9是说明以往的DC/DC转换器(专利文献1)的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。
在图1中，DC/DC转换器100是能够在低压侧与高压侧之间进行双向的电力变换的双向型的转换器，具有端子组以及分别作为第1、第2、第3、第4端子的第1端子100a、第2端子100b、第3端子100c、第4端子100d，将输入到作为低压侧的端子的第1端子100a(Vcom)-第2端子100b(VL)之间的直流的输入电压Vin升压到输入电压Vin以上的电压，并将升压后的输出电压Vout输出到作为高压侧的端子的第3端子100c(Vcom)-第4端子100d(VH)之间。而且，在第1端子100a-第2端子100b之间连接有电池2，在第3端子100c-第4端子100d之间连接有电动机3。
DC/DC转换器100具有作为电容器装置的低压侧平滑电容器11(Ci)及高压侧平滑电容器108(Co)、电抗器12(L)、直流电压变换部101、电压传感器103、电压传感器104、电流传感器105、以及控制装置109。
关于低压侧平滑电容器11，其一个端子与第1端子100a连接，另一个端子与第2端子100b连接，对输入电压Vin进行平滑化。第1端子100a和第3端子100c被共同地连接。此外，也可以兼用第1端子100a和第3端子100c。电抗器12(L)用于蓄积能量，连接到第2端子100b以及作为开关元件S2与开关元件S3的连接部的第2连接部101c(后述)。直流电压变换部101具有作为半导体串联电路的开关元件串联电路101a以及充放电电容器101f(Cf)，将输入电压Vin升压至输出电压Vout。开关元件串联电路101a是将作为第1～第4半导体电路的4个开关元件S1、S2、S3、S4分别经由第1连接部101b、第2连接部101c、第3连接部101d依次串联地连接而构成的。各开关元件S1～S4例如使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)和反并联二极管的组合，在本实施方式中在选通信号为高(High)时接通。对第1连接部101b和第3连接部101d连接有充放电电容器101f。
开关元件S1的与第1连接部101b相反的一侧连接于第1端子100a，第2连接部101c经由电抗器12而与第2端子100b连接。开关元件串联电路101a的两端与第3端子100c、第4端子100d连接，并且第1端子100a和第3端子100c被共同地连接，第1端子100a、第2端子100b为低压侧，第3端子100c、第4端子100d为高压侧。更详细而言，开关元件S1的发射极端子与第1端子100a连接，开关元件S4的集电极端子与第4端子100d连接。开关元件S2的集电极端子与开关元件S3的发射极端子的连接部即第2连接部101c经由电抗器12而与第2端子100b连接。另外，关于充放电电容器101f，其一个端子连接到作为开关元件S1的集电极端子与开关元件S2的发射极端子的连接部的第1连接部101b，另一个端子连接到作为开关元件S3的集电极端子与开关元件S4的发射极端子的连接部的第3连接部101d。
电压传感器103检测作为电容器装置以及高压侧电容器的输出侧的高压侧平滑电容器108的作为高压侧输出电压的端子间电压。电压传感器104检测包含于直流电压变换部101的充放电电容器101f的电压(以下称为充放电电容器电压)Vcf。电流传感器105检测在电抗器12中流过的电抗器电流IL。输出侧的高压侧平滑电容器108对通过直流电压变换部101升压后的输出电压Vout进行平滑化。控制装置109根据电压传感器103、104、电流传感器105的检测值，生成4个开关元件S1～S4的选通信号(G1～G4)，使直流电压变换部101的各开关元件S1～S4进行接通/断开(ON/OFF)动作。
图2是示出控制装置109的详细结构的电路图。在图2中，控制装置109具有减法器21、乘法器22、减法器23、第1控制模块24、第1控制器25、第2控制器26、第2控制模块27、第3控制模块28、乘法器29。第1控制模块24具有乘法器24a、比较器24b、开闭接点24c、逆变器24e、开闭接点24f。第2控制模块27具有加法器27a和减法器27b。第3控制模块28具有比较器28a、比较器28b、逆变器28c、逆变器28d。此外，减法器21、乘法器22、第1控制器25是本发明中的第1运算部，乘法器29、减法器23、第1控制模块24、第2控制器26是本发明中的第2运算部，第2控制模块27、第3控制模块28是本发明中的开闭控制部。另外，比较器24b是本发明中的电抗器电流方向检测部。
由电压传感器104检测出的充放电电容器的电压检测值作为充放电电容器电压Vcf而被输入到乘法器22。充放电电容器电压Vcf通过将相乘常数设定为2的乘法器22而变为2倍，计算出输出电压暂定目标值Vout**。
输出电压暂定目标值Vout**和由电压传感器103检测出的作为高压侧电压的检测值的输出电压Vout被输入到减法器21，作为其差的差电压(difference voltage)ΔVout被输入到第1控制器25。
另外，作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值Vout*通过将相乘常数设定为0.5的乘法器29而变为0.5倍，计算出作为充放电电容器的电压指令值的充放电电容器电压目标值Vcf*。
充放电电容器电压目标值Vcf*和充放电电容器电压Vcf被输入到减法器23，运算作为其差的差电压ΔVcf而输出到第1控制模块24。
详情后述，第2控制器26将充放电电容器电压目标值Vcf*与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf进行放大。此外，在本实施方式中使电抗器的脉动电流最小化，所以如上所述将充放电电容器电压目标值Vcf*设为输出电压目标值Vout*的二分之一的值(0.5倍)。
在第1控制模块24中，向比较器24b输入由电流传感器105检测出的电抗器电流IL，根据电抗器电流IL的极性而使开闭接点24c、24f开闭，从而切换充放电电容器电压目标值Vcf*与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf的极性，在电抗器电流IL是正的情况下，直接输出差电压ΔVcf，在电抗器电流IL是负的情况下，通过乘法器24a乘以-1而使极性反转之后经由逆变器24e使开闭接点24f闭合从而输出到第2控制器26。向第2控制模块27输入作为第1控制器25的第1运算值的输出以及作为第2控制器26的第2运算值的输出，通过加法器27a将两者相加而作为接通占空比D1输出到第3控制模块28，其中，该接通占空比D1为开关元件S1的导通比。另外，通过减法器27b运算第1控制器25的输出与第2控制器26的输出之差而作为接通占空比D2输出到第3控制模块28，其中，该接通占空比D2为开关元件S2的导通比。
第3控制模块28是用于生成PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)信号的模块，通过将接通占空比D1和第1三角波SW1输入到比较器28a并比较两者，从而生成开关元件S1的选通信号G1。通过将接通占空比D2和第2三角波SW2输入到比较器28b并比较两者，从而生成开关元件S2的选通信号G2。输出由逆变器28d反转的G2的反转信号作为开关元件S3的选通信号G3，输出由逆变器28c反转的G1的反转信号作为开关元件S4的选通信号G4。在此，为了使电抗器12的脉动电流最小化，采用使第1三角波SW1和第2三角波SW2的相位反转180度的信号。
接下来，说明该DC/DC转换器100的稳定状态下的动作。此外，稳定状态是指，对开关元件S1～S4进行接通/断开控制而稳定地得到输出电压时的状态。另外，作为DC/DC转换器100的动作状态，存在如下两个状态：通过从电池2向电动机3供给电力而对电动机3进行驱动的状态(动力运行动作)、以及将电动机3在发电状态下所发电的电力供给到电池2的状态(再生动作)。
如图3所示，作为稳定状态下的DC/DC转换器的动作模式，有模式1～模式4这4个模式。如图3(a)所示，在模式1中，S1和S3接通且S2和S4断开，在动力运行时是向充放电电容器101f蓄积能量的状态，在再生时是释放充放电电容器101f的能量的状态。如图3(b)所示，在模式2中，S1和S3断开且S2和S4接通，在动力运行时是释放充放电电容器101f的能量的状态，在再生时是向充放电电容器101f蓄积能量的状态。如图3(c)所示，在模式3中，S1和S2断开且S3和S4接通，在动力运行时是释放电抗器12的能量的状态，在再生时是蓄积电抗器12的能量的状态。如图3(d)所示，在模式4中，S1和S2接通且S3和S4断开，在动力运行时是向电抗器12蓄积能量的状态，在再生时是释放电抗器12的能量的状态。通过适当调整这些动作模式的时间比例，能够将输入到第1端子100a-第2端子100b之间的低压侧电压即输入电压Vin升压到任意的电压，而作为输出电压Vout输出到第3端子100c-第4端子100d之间。
另外，该DC/DC转换器100在输出电压Vout相对输入电压Vin的升压比N小于2倍的情况和2倍以上的情况下，稳定状态下的动作不同。
首先，说明升压比N小于2倍且动力运行状态时的动作。
图4示出升压比N小于2倍时的各开关元件S1～S4的选通信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器101f的电流Icf的波形、充放电电容器电压Vcf的波形。另外，在稳定状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为变成输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系成为如下。
Vout>Vin>Vcf
在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为高、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为低(Low)的状态(模式1(图3(a)))下，开关元件S1和开关元件S3接通，开关元件S2和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12和充放电电容器101f。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S3→充放电电容器101f(Cf)→开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为低、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式3(图3(c)))下，开关元件S1和开关元件S2断开，开关元件S3和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，蓄积于电抗器12的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S3→开关元件S4→高压侧平滑电容器108(Co)
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为低、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式2(图3(b)))下，开关元件S1和开关元件S3断开，开关元件S2和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，蓄积于充放电电容器101f的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108，并且向电抗器12蓄积能量。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S2→充放电电容器101f(Cf)→开关元件S4→高压侧平滑电容器108(Co)
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为低、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式3)下，开关元件S1和开关元件S2断开，开关元件S3和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，蓄积于电抗器12的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S3→开关元件S4→高压侧平滑电容器108(Co)
通过反复进行该一连串的“模式1-模式3-模式2-模式3”的动作，将输入到第1端子100a-第2端子100b之间的输入电压Vin升压到1倍至小于2倍的任意的电压，而作为输出电压Vout输出到第3端子100c-第4端子100d之间，并且将电池2的能量供给到电动机3。
接下来，说明升压比N是2倍以上且动力运行动作时的动作。
图5示出升压比N是2倍以上时的各开关元件S1～S4的选通信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器101f的电流(充放电电容器电流)Icf的波形以及充放电电容器电压Vcf的波形。在稳定状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为变成输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系成为如下。
Vout>Vcf>Vin
在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为高、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式4(图3(d)))下，开关元件S1和开关元件S2接通，开关元件S3和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S2→开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为高、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式1)下，开关元件S1和开关元件S3接通，开关元件S2和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，蓄积于电抗器12的能量转移到低压侧平滑电容器11以及充放电电容器101f。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S3→充放电电容器101f(Cf)→开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为高、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式4)下，开关元件S1和开关元件S2接通，开关元件S3和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S2→开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为低、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式2)下，开关元件S1和开关元件S3断开，开关元件S2和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，蓄积于电抗器12和充放电电容器101f的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。
低压侧平滑电容器11(Ci)→电抗器12(L)→开关元件S2→充放电电容器101f(Cf)→开关元件S4→高压侧平滑电容器108(Co)
通过反复进行该一连串的“模式4-模式1-模式4-模式2”的动作，将输入到第1端子100a-第2端子100b之间的输入电压Vin升压到2倍以上的任意的电压，而作为输出电压Vout输出到第3端子100c-第4端子100d之间，并且将电池2的能量供给到电动机3。
接下来，说明升压比N小于2倍且再生状态时的动作。
图6示出升压比N小于2倍时的开关元件S1～S4的选通信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器电流Icf的波形、充放电电容器电压Vcf的波形。另外，在稳定状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为变成输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系成为如下。
Vout>Vin>Vcf
在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为高、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式1)下，开关元件S1和开关元件S3接通，开关元件S2和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从充放电电容器101f和电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S3←充放电电容器101f(Cf)←开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为低、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式3)下，开关元件S1和开关元件S2断开，开关元件S3和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S3←开关元件S4←高压侧平滑电容器108(Co)
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为低、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式2)下，开关元件S1和开关元件S3断开，开关元件S2和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，能量从高压侧平滑电容器108和电抗器12转移到充放电电容器101f和低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S2←充放电电容器101f(Cf)←开关元件S4←高压侧平滑电容器108(Co)
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为低、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式3)下，开关元件S1和开关元件S2断开，开关元件S3和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S3←开关元件S4←高压侧平滑电容器108(Co)
通过反复进行该一连串的“模式1-模式3-模式2-模式3”的动作，将输入到第1端子100a-第2端子100b之间的输入电压Vin升压到1倍至小于2倍的任意的电压，而作为输出电压Vout输出到到第3端子100c-第4端子100d之间，并且使电动机3的发电能量蓄积到电池2。
接下来，说明升压比N是2倍以上且再生动作时的动作。
图7示出升压比N是2倍以上且再生动作时的开关元件S1以及开关元件S2的选通信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器电流Icf的波形以及充放电电容器电压Vcf的波形。在稳定状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为变成输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系成为如下。
Vout>Vcf>Vin
在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为高、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式4)下，开关元件S1和开关元件S2接通，开关元件S3和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S2←开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为高、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式1)下，开关元件S1和开关元件S3接通，开关元件S2和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从充放电电容器101f转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S3←充放电电容器101f(Cf)←开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S2的选通信号为高、开关元件S3和开关元件S4的选通信号为低的状态(模式4)下，开关元件S1和开关元件S2接通，开关元件S3和开关元件S4断开，所以在以下的路径中，能量从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S2←开关元件S1
接下来，在开关元件S1和开关元件S3的选通信号为低、开关元件S2和开关元件S4的选通信号为高的状态(模式2)下，开关元件S1和开关元件S3断开，开关元件S2和开关元件S4接通，所以在以下的路径中，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和充放电电容器101f、低压侧平滑电容器11。
低压侧平滑电容器11(Ci)←电抗器12(L)←开关元件S2←充放电电容器101f(Cf)←开关元件S4←高压侧平滑电容器108(Co)
通过反复进行该一连串的“模式4-模式1-模式4-模式2”的动作，将输入到第1端子100a-第2端子100b之间的输入电压Vin升压到2倍以上的任意的电压，而作为输出电压Vout输出到第3端子100c-第4端子100d之间，并且使电动机3的发电能量蓄积到电池2。
接下来，说明本实施方式1的DC/DC转换器100的控制装置109的动作。在将开关元件S1的接通占空比设为D1、将开关元件S2的接通占空比设为D2时，开关元件S3的接通占空比为(1-D2)，开关元件S4的接通占空比为(1-D1)。在将低压侧平滑电容器11的静电电容设为Ci、将输出侧的高压侧平滑电容器108的静电电容设为Co、将充放电电容器101f的静电电容设为Cf、将能量蓄积用的电抗器12的电感值设为L、将在电抗器中流过的电流设为IL、将输出电流设为Io时，DC/DC转换器100的状态平均方程式能够用式(1)表示。
[式1]
在稳定状态下，通过使式(1)的左边＝0，由此得到式(2)～式(4)，在稳定状态下通过使接通占空比D1与接通占空比D2相等，从而可知在理想状态下输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf收敛于固定值。
Vout/Vin＝1/(1-D1) (2)
IL＝Io/(1-D1) (3)
D1＝D2 (4)
但是，在实际的DC/DC转换器中，存在电路的电阻分量所致的损失、选通信号的信号延迟的偏差所致的接通占空比误差等从理想状态的偏移。特别是，针对开关元件S1的接通占空比D1与开关元件S2的接通占空比D2之差的、向充放电电容器电压Vcf的影响大，在动力运行时接通占空比D1大于接通占空比D2的情况下，根据式(1)，充放电电容器电压Vcf逐渐增加，最终成为与输出电压Vout相同的值。相反地，在接通占空比D1小于接通占空比D2的情况下，根据式(1)，在动力运行时充放电电容器电压Vcf逐渐降低，最终成为零伏。
如果充放电电容器电压Vcf降低而成为零伏，则在开关元件S1为接通状态、开关元件S4为断开状态时，输出电压Vout仅被施加到开关元件S4，在开关元件S1为断开状态、开关元件S4为接通状态时，输出电压Vout仅被施加到开关元件S1。相反地，如果充放电电容器电压Vcf增加而成为输出电压Vout，则输出电压Vout被施加到开关元件S2或者开关元件S3中的任意开关元件。为了防止开关元件的过电压破坏，需要将开关元件的元件耐压设为输出电压Vout以上，所以成为额外的成本增加、效率降低的主要原因。
在本实施方式中具备：第1控制器25，将对充放电电容器电压Vcf乘以常数2而得到的值作为输出电压暂定目标值Vout**，根据输出电压暂定目标值Vout**与输出电压Vout的差分进行反馈控制；以及第2控制器26，将对输出电压目标值Vout*乘以常数0.5而得到的值作为目标充放电电容器电压Vcf*，根据目标充放电电容器电压Vcf*与充放电电容器电压Vcf的差分进行反馈控制，其中，对第1控制器25、第2控制器26的输出值进行加法运算以及减法运算来求出相加值以及相减值，作为开关元件S1～S4的接通占空比指令，所以能够将输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。
此外，输出电压暂定目标值Vout**和常数2分别是表示本发明的特征的第1计算值和第1常数。同样地，目标充放电电容器电压Vcf*和常数0.5分别是表示本发明的特征的第2计算值和第2常数。
以下，说明控制装置109的详细动作。在输出电压Vout大于输出电压目标值Vout*的情况下，以使输出电压Vout降低为目的，首先通过第2控制器26使充放电电容器电压Vcf降低，所以在动力运行时以使接通占空比D1小于接通占空比D2的方式输出第2运算值，在再生时以使接通占空比D1大于接通占空比D2的方式输出第2运算值。伴随充放电电容器Vcf的降低，输出暂定目标值Vout**减少，通过第1控制器25输出使开关元件S1和开关元件S2的接通占空比都减小的第1运算值。相反地，在输出电压Vout小于输出电压目标值Vout*的情况下，以使输出电压Vout上升为目的，首先通过第2控制器26使充放电电容器电压Vcf上升，所以在动力运行时以使接通占空比D1大于接通占空比D2的方式输出第2运算值，在再生时以使接通占空比D1小于接通占空比D2的方式输出第2运算值。伴随充放电电容器Vcf的增加，输出暂定目标值Vout**增大，通过第1控制器25输出使开关元件S1和开关元件S2的接通占空比都增大的第1运算值。
在进行控制以使充放电电容器电压Vcf成为目标充放电电容器电压Vcf*的情况下，如式(1)所示，在动力运行动作(电抗器电流IL是正)的情况和再生动作(电抗器电流IL是负)的情况下收敛条件不同。
在电抗器电流IL是正(动力运行动作)、且充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf*的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过第2控制器26输出使开关元件S1的接通占空比D1减小并使开关元件S2的接通占空比D2增大的第2运算值。在电抗器电流IL是正(动力运行动作)、且充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf*的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26输出使开关元件S1的接通占空比D1增大并使开关元件S2的接通占空比D2减小的第2运算值。
在电抗器电流IL是负(再生动作)、且充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf*的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过第2控制器26输出使开关元件S1的接通占空比D1增大并使开关元件S2的接通占空比D2减小的第2运算值。在电抗器电流IL是负(再生动作)、且充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf*的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26输出使开关元件S1的接通占空比D1减小并使开关元件S2的接通占空比D2增大的第2运算值。
通过这样控制，不论是动力运行动作还是再生动作，都能够将输出电压Vout控制为输出电压目标值Vout*，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf*。另外，电流传感器105仅具备对在电抗器12中流过的电流极性进行判定的功能即可，所以能够使用廉价的部件，能够低成本地构成DC/DC转换器的控制装置。
此外，在以往的DC/DC转换器(专利文献1)中，为了防止开关元件的过电压破坏，进行以下的控制。
具备：第1控制器25，为了将输出电压Vout设为输出电压目标值Vout*，根据输出电压目标值Vout*与输出电压Vout的差分进行反馈控制；以及第2控制器26，为了将充放电电容器电压Vcf设为充放电电容器101f的目标电压(目标充放电电容器电压)Vcf*，将目标充放电电容器电压Vcf*设定为输出电压Vout的1/2的值，根据目标充放电电容器电压Vcf*与充放电电容器电压Vcf的差分进行反馈控制，其中，将输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。
然而，在输出电压目标值Vout*急剧变化的情况下，由于第1控制器25和第2控制器26的运算速度的差异，相比于输出电压Vout向输出电压目标值Vout*的追踪时间，充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间更长。或者，即使第1控制器25和第2控制器26的运算速度相同，在从第1控制器25输出的第1运算值为1或者从1减去第2运算值的绝对值得到的值以上的情况下，由第2控制模块27的加法器27a或者减法器27b运算出的接通占空比D1或者D2中的某一个超过1，所以未被反映到开关元件S1以及S2的导通时间。同样地，在输出到第1控制器25的第1运算值为0或者对0相加第2运算值的绝对值得到的值以下的情况下，由第2控制模块27的加法器27a或者减法器27b运算出的接通占空比D1或者D2中的某一个低于0，所以未被反映到S1以及S2的导通时间。因此，即使在稳定状态下第1控制器25和第2控制器26的运算速度相同，相比于输出电压Vout向输出电压目标值Vout*的追踪时间，充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间也更长。
因此，在开关元件S1为接通状态、开关元件S4为断开状态时，有时在充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间中对开关元件S4施加比较高的电压(后述的最大差分电压ΔVmax1)。同样地，在开关元件S1为断开状态、开关元件S4为接通状态时，也有时在充放电电容器电压Vcf向目标充放电电容器电压Vcf*的追踪时间中对开关元件S1施加比较高的电压(最大差分电压ΔVmax1)，需要将开关元件的元件耐压设为这样的比较高的电压(最大差分电压ΔVmax1)以上。
接着，说明本实施方式的情况和以往的DC/DC转换器(专利文献1)的情况下的输出电压目标值Vout*急剧变化时的详细动作。图8示出本实施方式中的输出电压目标值Vout*急剧变化时的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化，另一方面，图9示出以往的DC/DC转换器中的输出电压目标值Vout*急剧变化时的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化。
参照图9，说明以往的DC/DC转换器中的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化。图9中的横轴表示时间变化，纵轴表示电压值。此外，图中的一个粗线表示充放电电容器电压Vcf的变化，另一个粗线表示输出电压Vout的变化。而且，一个细线表示目标充放电电容器电压Vcf*的变化，另一个细线表示输出电压目标值Vout*的变化。在开关元件S1为接通状态、开关元件S4为断开状态时，对开关元件S4施加的电压为输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的差分。同样地，在开关元件S1为断开状态、开关元件S4为接通状态时，对开关元件S1施加的电压为输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的差分。
在时刻T1以前，将输出电压目标值Vout*的值设为Vout1*，设为与输出电压Vout大致相等。同样地，将目标充放电电容器电压Vcf*的值设为Vcf1*，设为与充放电电容器电压Vcf大致相等，而且，设为维持Vcf1*＝0.5×Vout1*。
在时刻T1，存在输出电压目标值Vout*的值从Vout1*变成Vout2*的急剧的指令值变动，在时刻T2，输出电压Vout达到Vout2*，充放电电容器电压Vcf也达到Vcf2*，设为基于指令值变动的动作完成。
在时刻T1，存在输出电压目标值Vout*的值从Vout1*变成Vout2*的急剧的指令值变动的情况下，第1控制器25根据Vout2*与Vout1*的差分(ΔVout)，输出使开关元件S1和开关元件S2的接通占空比都增大的第1运算值。
另一方面，第2控制器26根据目标充放电电容器电压Vcf*(＝0.5×Vout)与充放电电容器电压Vcf的差分，输出使开关元件S1的接通占空比D1增大并使开关元件S2的接通占空比D2减小的第2运算值。
在第1控制器25的运算速度与第2控制器26的运算速度不一致而第2控制器26的运算处理比第1控制器25延迟的情况下、或者在第1控制器25的运算结果为1或者0或者接近它们的值且第2运算值未完全反映到接通占空比的情况下，在从时刻T1至时刻T2的过渡期间，输出电压Vout×0.5>充放电电容器电压Vcf，产生输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的最大差分电压ΔVmax1。
因此，以往在设计DC/DC转换器时，需要考虑最大差分电压ΔVmax1，选定具有ΔVmax1以上的耐压的开关元件。
接着，参照图8，说明本实施方式1中的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化。与图9同样地，图8中的横轴表示时间变化，纵轴表示电压值。此外，图中的一个粗线表示充放电电容器电压Vcf的变化，另一个粗线表示输出电压Vout的变化。而且，一个细线表示目标充放电电容器电压Vcf*的变化，另一个细线表示输出电压目标值Vout*的变化。另外，虚线表示输出电压暂定目标值Vout**的变化。
与以往的DC/DC转换器同样地，在开关元件S1为接通状态且开关元件S4为断开状态时对开关元件S4施加的电压、以及在开关元件S1为断开状态且开关元件S4为接通状态时对开关元件S1施加的电压为输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的差分。另外，关于时刻T1以及时刻T2，也呈现与以往的DC/DC转换器同样的状态。
在时刻T1，存在输出电压目标值Vout*的值从Vout1*变成Vout2*的急剧的指令值变动的情况下，第1控制器25根据输出电压暂定目标值Vout**与输出电压Vout的差分(ΔVout)，输出使开关元件S1和开关元件S2的接通占空比都增大的第1运算值。输出电压暂定目标值Vout**是充放电电容器电压Vcf×2，所以相比于以往的方法，关于第1运算值，不会输出大幅偏移充放电电容器电压Vcf的值。
另一方面，第2控制器26根据目标充放电电容器电压Vcf*(＝0.5×Vout*)与充放电电容器电压Vcf的差分，输出使开关元件S1的接通占空比D1增大并使开关元件S2的接通占空比D2减小的第2运算值。
因此，即使运算处理复杂的第2控制器26的运算处理相比于第1控制器25而延迟的情况下，由于向第1控制器25的实际的指令值变动从Vout1*变成输出电压暂定目标值Vout**，所以在从时刻T1至时刻T2的过渡期间中第1运算值不会发生大的变化。因此，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的最大差分电压ΔVmax2成为比以往的DC/DC转换器中的最大差分电压ΔVmax1小的值。
即，在设计本实施方式中的DC/DC转换器时，考虑最大差分电压ΔVmax2成为输出电压目标值Vout*的最大值Vout*(max)的1/2的情况，选定具有ΔVmax2以上的耐压的开关元件即可。
因此，能够选定比以往的DC/DC转换器更廉价的开关元件，所以能够抑制DC/DC转换器的成本。
此外，在本实施方式1中，对于第1常数选定常数2，对于第2常数设定常数0.5，但能够根据开关元件的耐压、性能而适当地对第1常数选定大于1的常数，并对第2常数选定大于0且1以下的常数。
此外，如上所述，为了使电抗器的脉动电流最小化，有时优选将第1常数设为1.9以上且2.1以下，并对第2常数设定0.4以上且0.6以下的常数。
另外，在本实施方式1中，叙述了关于输出电压目标值Vout*急剧地变化的情况的优越性，但在例如实施方式1的DC/DC转换器起动时，即使在输出电压目标值Vout*与输出电压Vout之差变大的情况下，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf之差也不会扩大到预想以上(Vout*(max)×0.5)，所以可得到同样的效果。
而且，即便在本实施方式1中的DC/DC转换器中采用将开关元件S3和S4的开关始终设为接通而不进行开关动作来进行电池2和电动机3的电力传送的动作方法的情况下，在从该动作转移到进行了开关动作的升压动作时，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf之差也不会扩大到预想以上(Vout*(max)×0.5)，所以可得到同样的效果。
另外，作为推测在电抗器12中流过的电抗器电流IL的方法，还能够根据充放电电容器电压Vcf的变化量进行推测。如图4至图7所示，关于模式1期间的充放电电容器电压Vcf，如果是动力运行动作，则电压Vcf上升，如果是再生动作，则电压Vcf降低。同样地，关于模式2期间的充放电电容器电压Vcf，如果是动力运行动作，则电压Vcf降低，如果是再生动作，则电压Vcf上升。这样，在模式1期间的充放电电容器电压Vcf上升的情况下，在动力运行动作中能够推测为电抗器电流IL是正，相反地，在Vcf降低的情况下，在再生动作中能够推测为电抗器电流IL是负。通过设为这样的结构，无需使用昂贵的电流传感器，而能够将动力运行动作时和再生动作时的充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。
实施方式2.
说明本发明的实施方式2的DC/DC转换器。在本实施方式2中，DC/DC转换器的结构与实施方式1相同，图10是示出控制装置的结构的电路图，图11是控制装置的限制器30的动作流程图，图12是说明输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化的图。此外，与图1以及图2相同的编号或者相同的符号是与实施方式1所示的构成要素相同的部件或者同等的部件，所以省略其详细的说明。
图10是示出控制装置139的详细结构的电路图。在图10中，控制装置139具有减法器21、减法器23、第1控制模块24、第1控制器25、第2控制器26、第2控制模块27、第3控制模块28、限制器30、乘法器31。第1控制模块24具有乘法器24a、比较器24b、开闭接点24c、逆变器24e、开闭接点24f。第2控制模块27具有加法器27a和减法器27b。第3控制模块28具有比较器28a、比较器28b、逆变器28c、逆变器28d。此外，限制器30、减法器21、第1控制器25是本发明中的第1运算部，乘法器31、减法器23、第1控制模块24、第2控制器26是本发明中的第2运算部，第2控制模块27、第3控制模块28是本发明中的开闭控制部。另外，比较器24b是本发明中的电抗器电流方向检测部。
图11是限制器30的动作流程图。首先，向限制器30输入输出电压目标值Vout*和充放电电容器电压Vcf。接着，比较输出电压目标值Vout*与充放电电容器电压Vcf的差分是否大于预先设定的电压值V1。在输出电压目标值Vout*与充放电电容器电压Vcf的差分大于预先设定的电压值V1的情况下，从限制器30输出充放电电容器电压Vcf与预先设定的电压值V2之和而作为输出电压暂定目标值Vout**。另外，在输出电压目标值Vout*与充放电电容器电压Vcf的差分是预先设定的电压值V1以下的情况下，从限制器30输出输出电压目标值Vout*而作为输出电压暂定目标值Vout**。
另外，通过对电压值V1设定开关元件的耐压以下的电压值，并对电压值V2设定电压值V1以下的值，从而输出电压暂定目标值Vout**相比于输出电压Vout不会大幅变化，另外能够使对开关元件施加的电压成为开关元件的耐压以下。
此外，电压值V1表示本发明中的第1电压值，电压值V2表示本发明中的第2电压值。
由电压传感器104检测出的充放电电容器的电压检测值作为充放电电容器电压Vcf而被输入到限制器30。输出电压目标值Vout*也被输入到限制器30。如上所述，由限制器30计算输出电压暂定目标值Vout**。
输出电压暂定目标值Vout**和由电压传感器103检测出的作为高压侧电压的检测值的输出电压Vout被输入到减法器21，作为其差的差电压ΔVout被输入到第1控制器25。
另外，输出电压Vout通过相乘常数被设定为0.5的乘法器31而成为0.5倍，计算作为充放电电容器的电压指令值的充放电电容器电压目标值Vcf*。
充放电电容器电压目标值Vcf*和充放电电容器电压Vcf被输入到减法器23，运算作为其差的差电压ΔVcf而输出到第1控制模块24。
此外，输出电压暂定目标值Vout**和相乘常数的0.5分别是表示本发明的特征的第1计算值和第4常数。同样地，目标充放电电容器电压Vcf*是表示本发明的特征的第4计算值。
在第1控制模块24中，向比较器24b输入由电流传感器105检测出的电抗器电流IL，根据电抗器电流IL的极性而使开闭接点24c、24f开闭，从而切换充放电电容器电压目标值Vcf*与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf的极性，在电抗器电流IL是正的情况下，直接输出差电压ΔVcf，在电抗器电流IL是负的情况下，通过乘法器24a乘以-1而使极性反转之后经由逆变器24e使开闭接点24f闭合，由此输出到第2控制器26。向第2控制模块27输入作为第1控制器25的第1运算值的输出以及作为第2控制器26的第2运算值的输出，通过加法器27a将两者相加并作为接通占空比D1而输出到第3控制模块28，其中，该接通占空比D1为开关元件S1的导通比。另外，通过减法器27b运算第1控制器25的输出与第2控制器26的输出之差并作为接通占空比D2而输出到第3控制模块28，其中，该接通占空比D2为开关元件S2的导通比。
此外，其它动作与实施方式1相同，如上所述，不论是动力运行动作还是再生动作，都能够将输出电压Vout控制为输出电压目标值Vout*，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf*。另外，电流传感器105仅具备对在电抗器12中流过的电流极性进行判定的功能即可，所以能够使用廉价的部件，能够低成本地构成DC/DC转换器的控制装置。
接着，参照图12，说明本实施方式1中的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf的时间变化。与图9同样地，图12中的横轴表示时间变化，纵轴表示电压值。此外，图中的一个粗线表示充放电电容器电压Vcf的变化，另一个粗线表示输出电压Vout的变化。而且，一个细线表示目标充放电电容器电压Vcf*的变化，另一个细线表示输出电压目标值Vout*的变化。另外，虚线表示输出电压暂定目标值Vout**的变化。
与以往的DC/DC转换器同样地，在开关元件S1为接通状态且开关元件S4为断开状态时向开关元件S4施加的电压、以及在开关元件S1为断开状态且开关元件S4为接通状态时向开关元件S1施加的电压为输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的差分。另外，关于时刻T1以及时刻T2，也呈现与以往的DC/DC转换器同样的状态。
在时刻T1，存在输出电压目标值Vout*的值从Vout1*变成Vout2*的急剧的指令值变动的情况下，第1控制器25根据输出电压暂定目标值Vout**与输出电压Vout的差分(ΔVout)，输出使开关元件S1和开关元件S2的接通占空比都增大的第1运算值。输出电压暂定目标值Vout**由限制器30计算并由充放电电容器电压Vcf限制，所以相比于以往的DC/DC转换器，第1运算值不会大幅变动。
另一方面，第2控制器26根据目标充放电电容器电压Vcf*(＝0.5×Vout)与充放电电容器电压Vcf的差分，输出使开关元件S1的接通占空比D1增大并使开关元件S2的接通占空比D2减小的第2运算值。
因此，即使第2控制器26的运算处理相比于第1控制器25而延迟的情况下，由于向第1控制器25的实际的指令值变动从Vout*变成输出电压暂定目标值Vout**，所以在从时刻T1至时刻T2的过渡期间中第1运算值不会发生大的变化。因此，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf的最大差分电压ΔVmax3成为比以往的DC/DC转换器中的最大差分电压ΔVmax1小的值。
即，在设计本实施方式中的DC/DC转换器时，考虑电压值V1以下的情况，选定具有电压值V1以上的耐压的开关元件即可。
因此，能够选定比以往的方法更廉价的开关元件，所以能够抑制DC/DC转换器的成本。
此外，在本实施方式2中，叙述了关于输出电压目标值Vout*急剧变化的情况的优越性，但在例如实施方式2的DC/DC转换器的起动时，即使在输出电压目标值Vout*与输出电压Vout之差变大的情况下，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf之差也不会扩大到V1以上，所以可得到同样的效果。
另外，即便在本实施方式2中的DC/DC转换器中采用将开关元件S3和S4的开关始终设为接通而不进行开关动作来进行电池2和电动机3的电力传送的动作方法的情况下，在从该动作转移到进行了开关动作的升压动作时，输出电压Vout与充放电电容器电压Vcf之差也不会扩大到电压值V1以上，所以可得到同样的效果。
此外，在上述各实施方式中，将开关元件S1～S4设为IGBT进行了说明，但也可以将开关元件设为MOSFET、JFET等。另外，开关元件、二极管元件也可以由带隙比硅大的宽带隙半导体形成。作为宽带隙半导体，例如有碳化硅(SiC)、氮化镓系材料或者金刚石。由这样的宽带隙半导体形成的开关元件、二极管元件(二极管)由于耐电压性高且容许电流密度也高，所以能够实现开关元件、二极管元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件、二极管元件，能够实现嵌入这些元件的半导体组件的小型化。另外，由于耐热性也高，所以能够实现散热器的散热片的小型化、水冷部的气冷化，所以能够实现半导体组件的进一步的小型化。而且由于电力损失低，所以能够实现开关元件、二极管元件的高效化，进而能够实现半导体组件的高效化。另外，开关元件以及二极管元件这双方可以由宽带隙半导体构成，但也可以是某一方的元件由宽带隙半导体构成，并能够得到本实施方式记载的效果。
而且，本发明能够在其发明的范围内自由地组合各实施方式、或者对各实施方式适当进行变更、省略。

Claims (13)

1.一种DC/DC转换器，具备：
低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；
高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，该高压侧平滑电容器保持高压侧电压；
第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；
第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器而与所述低压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；
第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
充放电电容器，该充放电电容器的一端连接于所述第1半导体电路与所述第2半导体电路的中间连接点，该充放电电容器的另一端连接于所述第3半导体电路与所述第4半导体电路的中间连接点；以及
控制装置，控制各所述半导体电路，
所述DC/DC转换器能够进行升压动作和降压动作中的至少一方的动作，其中，
在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第1以及第2半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为进行了升压的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，
在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第3以及第4半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为进行了降压的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，
所述控制装置具有第1运算部、第2运算部以及开闭控制部，
所述第1运算部对所述充放电电容器的电压的检测值乘以预先设定的第1常数来计算第1计算值，并根据所述第1计算值与所述高压侧电压的检测值的差电压，计算第1运算值，
所述第2运算部根据基于所述高压侧电压的指令值来计算出的第2计算值与所述充放电电容器的电压的检测值的差电压，运算第2运算值，
所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出导通比，并根据该导通比来控制具有所述接通断开开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述接通断开开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而对所述高压侧电压或者所述低压侧电压、以及所述充放电电容器的电压进行控制。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其中，
所述第2计算值是对所述高压侧电压的指令值乘以预先设定的第2常数而得到的值。
3.一种DC/DC转换器，具备：
低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；
高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，该高压侧平滑电容器保持高压侧电压；
第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；
第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器而与所述低压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；
第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；
充放电电容器，该充放电电容器的一端连接于所述第1半导体电路与所述第2半导体电路的中间连接点，该充放电电容器的另一端连接于所述第3半导体电路与所述第4半导体电路的中间连接点；以及
控制装置，控制各所述半导体电路，
所述DC/DC转换器能够进行升压动作和降压动作中的至少一方的动作，其中，
在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第1以及第2半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为进行了升压的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，
在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过所述第3以及第4半导体电路所具有的开关元件的接通断开开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为进行了降压的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，
所述控制装置具有第1运算部、第2运算部以及开闭控制部，
所述第1运算部根据第3计算值与所述高压侧电压的检测值的差电压来计算第1运算值，其中，所述第3计算值是根据所述高压侧电压的指令值与所述充放电电容器的电压的检测值的差电压来计算出的值，
所述第2运算部根据基于所述高压侧平滑电容器的电压的检测值来计算出的第4计算值与所述充放电电容器的电压的检测值的差电压，运算第2运算值，
所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出导通比，并根据该导通比来控制具有所述接通断开开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述接通断开开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而对所述高压侧电压或者所述低压侧电压、以及所述充放电电容器的电压进行控制。
4.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其中，
在所述高压侧电压的指令值与所述充放电电容器的电压的检测值之差大于预先设定的第1电压值的情况下，所述第3计算值是成为所述充放电电容器的电压的检测值与预先设定的第2电压值之和的值，在所述高压侧电压的指令值与所述充放电电容器的电压的检测值之差是所述第1电压值以下的情况下，所述第3计算值是所述高压侧电压的指令值。
5.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其中，
所述第4计算值是对所述高压侧平滑电容器的电压的检测值乘以预先设定的第4常数而得到的值。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述第1至第4半导体电路全都具有开关功能，
所述控制装置对所述第1至第4半导体电路进行开闭控制。
7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
在所述第1以及第2半导体电路是具有开关功能的电路时所述第3以及第4半导体电路是单向导通元件或者同步整流电路，在所述第3以及第4半导体电路是具有开关功能的电路时所述第1以及第2半导体电路是单向导通元件或者同步整流电路。
8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述开闭控制部根据所述第1运算值与所述第2运算值的相加值以及所述第1运算值与所述第2运算值的相减值，求出所述导通比。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述DC/DC转换器具有电抗器电流判定部，该电抗器电流判定部判定在所述电抗器中流过的电流的大小，
所述第2运算部根据所述电抗器电流判定部的判定结果，使所述第2运算值的大小变化。
10.根据权利要求1至8中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述DC/DC转换器具有电抗器电流方向检测部，该电抗器电流方向检测部检测在所述电抗器中流过的电流的方向，
所述第2运算部根据所述电抗器电流方向检测部的检测结果，使所述第2运算值的极性变化。
11.根据权利要求10所述的DC/DC转换器，其中，
所述电抗器电流方向检测部根据所述半导体电路的动作状态和所述充放电电容器的电压变化，检测在所述电抗器中流过的电流的方向。
12.根据权利要求1至11中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述半导体电路具有由宽带隙半导体形成的半导体元件。
13.根据权利要求12所述的DC/DC转换器，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。
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