CN107078693B - 为混频器提供谐波响应抑制的电路 - Google Patents

为混频器提供谐波响应抑制的电路 Download PDF

Info

Publication number
CN107078693B
CN107078693B CN201580055259.9A CN201580055259A CN107078693B CN 107078693 B CN107078693 B CN 107078693B CN 201580055259 A CN201580055259 A CN 201580055259A CN 107078693 B CN107078693 B CN 107078693B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
frequency
notch filter
transformer
harmonic
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580055259.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107078693A (zh
Inventor
W·F·A·刘
J·A·加西雅
D·Z·杨
A·A·M·尤塞夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Priority to CN202110274898.1A priority Critical patent/CN113067551A/zh
Publication of CN107078693A publication Critical patent/CN107078693A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107078693B publication Critical patent/CN107078693B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1483—Balanced arrangements with transistors comprising components for selecting a particular frequency component of the output
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
    • H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
    • H04B15/04—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder
    • H04B15/06—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder by local oscillators of receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/165—A filter circuit coupled to the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/225—Indexing scheme relating to amplifiers the input circuit of an amplifying stage comprising an LC-network
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/534—Transformer coupled at the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2215/00—Reducing interference at the transmission system level
    • H04B2215/064—Reduction of clock or synthesizer reference frequency harmonics

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

提供了一种用于减小电子电路中的谐波响应的装置。该装置包括RF输入，其被配置为提供在射频处操作的第一信号。该装置包括本地振荡器，其被配置为产生在本地振荡器(LO)频率处操作的第二信号。该装置包括开关混频器，其被配置为将第一和第二信号混频。该装置包括陷波滤波器，其包括并联连接的电感器和电容器。陷波滤波器直接串联耦合到开关混频器的输入。陷波滤波器被调谐以使得它的谐振频率是LO频率信号的谐波。在一个方面中，该装置还包括变压器，其被配置为提供第一信号。在一个方面中，该装置还包括第二陷波滤波器，其包括并联连接的第二电感器和第二电容器。

Description

为混频器提供谐波响应抑制的电路
相关申请的交叉引用
本申请要求2014年10月16日提交的名称为“CIRCUIT PROVIDING HARMONICRESPONSE REJECTION FOR A FREQUENCY MIXER”的美国专利申请No.14/516,546的权益，其以它的整体通过引用明确地并入本文。
技术领域
本文所公开的各种示例性实施例一般性地涉及电子电路。特别地，各种实施例涉及混频器。
背景技术
各种各样的无线应用(诸如蜂窝通信、WLAN、GPS)的激增已经产生共存问题。这在现代小型化蜂窝手机收发器中尤其普遍，因为这种设备可能具有在宽频率范围上工作的多个并发操作的发射器和接收器。
存在可能在接收器中导致假响应的若干机制。特别麻烦的一种机制由通常使用在发射器链和接收器链中的开关混频器的谐波响应所引起。在接收器链中，例如，开关混频器将输入频率信号下变频以生成较低频率fIF处的输出信号。然而，当开关混频器将本地振荡器频率fLO处的期望信号下变频至fIF时，它也将谐波频率下变频至fIF，而引起期望信号的污染。
鉴于上述，提供一种针对开关混频器对谐波响应进行滤波的电路将会是合意的。特别地，产生一种抑制开关混频器中的谐波响应的低功率、低噪声、稳定的电路将会是合意的。
发明内容
鉴于针对用于开关混频器的谐波响应抑制电路的目前需求，提出了各种示例性实施例的简要概述。在以下概述中可能进行了一些简化和省略，该概述意图突出并且介绍各种示例性实施例的一些方面，而不是限制本发明的范围。足以允许本领域的普通技术人员制造并使用发明性概念的优选示例性实施例的详细描述将跟随在稍后的章节中。
在一个方面中，提供了一种用于减小电子电路中的谐波响应的装置。该装置包括RF输入，其被配置为提供在射频处操作的第一信号。该装置还包括本地振荡器，其被配置为产生在本地振荡器(LO)频率处操作的第二信号。该装置还包括开关混频器，其被配置为将第一和第二信号混频。该装置还包括至少一个陷波滤波器，其包括电感器和并联连接到电感器的电容器。陷波滤波器直接串联耦合到开关混频器的输入。陷波滤波器被调谐以使得它的谐振频率是LO频率信号的谐波。
在一个方面中，该装置还包括变压器，其被配置为提供第一信号。在一个方面中，该装置还包括第二陷波滤波器，其包括第二电感器和并联连接到第二电感器的第二电容器。第二陷波滤波器直接串联耦合到开关混频器的输入。第二陷波滤波器被调谐以使得它的谐振频率是LO频率信号的谐波。在一个方面中，变压器包括第一绕组和第二绕组。第二绕组的每个端子分别连接到第一和第二陷波滤波器的输入。
在一个方面中，变压器包括双调谐变压器。在一个方面中，第一和第二陷波滤波器中的电感器具有互耦。
在一个方面中，该装置还包括串联连接的多个N对陷波滤波器。N个陷波滤波器对中的每个被调谐到LO频率信号的单独谐波。开关混频器仅接收作为N个陷波滤波器对的输出的射频信号。
在一个方面中，提供了一种用于减小电子电路中的谐波响应的方法。该方法包括：至少一个陷波滤波器提供在射频处操作的第一信号。该方法还包括：开关混频器接收在LO频率处操作的第二信号。该方法还包括：开关混频器将第一和第二信号混频。
应当明显的是，以这种方式，各种示例性实施例使能改进的开关混频器。特别地，通过提供串联的用于混频器的嵌入式陷波滤波器，混频器在本地振荡器频率的谐波处的响应可以以减小的噪声惩罚而被抑制。
附图说明
为了更好地理解各种示例性实施例，对附图进行参考，在附图中：
图1图示了与不同无线通信***进行通信的无线设备；
图2图示了示例性无线收发器；
图3图示了包括开关混频器的示例性的无线接收器前端级；
图4图示了包括开关混频器的另一示例性的无线接收器前端级；
图5图示了包括无源网络的示例性的无线接收器级；
图6图示了示例性无源网络的示例性阻抗图；
图7图示了针对各种变压器配置的示例性响应；以及
图8图示了用于使用无线接收器的示例性级来产生信号的示例性方法。
具体实施方式
下面关于附图阐述的详细描述意图作为本发明的各种示例性实施例的描述，并且不意图表示本发明可以被实践在其中的仅有实施例。该详细描述包括用于提供各种概念的彻底理解的目的的具体细节。然而，对本领域的技术人员将明显的是，本发明可以不具有这些具体细节而被实践。在一些情况下，为了避免使这些概念模糊不清，以框图形式示出了公知的结构和组件。缩略词和其他描述性术语可能仅为了方便和清楚而被使用，并且不意图为限制本发明的范围。术语“示例性的”在本文中用来意指“用作示例、实例或例证”。本文中被描述为“示例性的”任何设计不是必然被解释为相对其他设计是优选的或有利的。
现在将参考各种装置和方法来呈现电信***的若干方面。这些装置和方法将在以下详细描述中被描述，并且通过各种块、模块、组件、电路、步骤、过程、算法等(统称为“元件”)在附图中被图示。这些元件可以使用电子硬件、计算机软件、或它们的任何组合而被实施。这种元件是被实施为硬件还是软件取决于特定应用和施加于整个***上设计约束。
通过示例的方式，元件、或元件的任何部分、或元件的任何组合可以利用包括一个或多个处理器的“处理***”而被实施。处理器的示例包括微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑设备(PLD)、状态机、门控逻辑、分立硬件电路、以及被配置为执行贯穿这一公开所描述的各种功能的其他适合的硬件。处理***中的一个或多个处理器可以执行软件。软件应该被宽泛地解释为意指指令、指令集、代码、代码段、程序代码、程序、子程序、软件模块、应用、软件应用、软件包、例程、子例程、对象、可执行文件、执行线程、过程、函数等，而不管是被称为软件、固件、中间件、微代码、硬件描述语言、还是其他。
因此，在一个或多个示例性实施例中，所描述的功能可以被实施在硬件、软件、固件、或它们的任何组合中。如果被实施在软件中，则功能可以被存储在计算机可读介质上或被编码为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码。计算机可读介质包括计算机存储介质。存储介质可以是能够由计算机访问的任何可用介质。通过示例而不是限制的方式，这种计算机可读介质可以包括随机访问存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、紧凑盘(CD)ROM(CD-ROM)、或其他光盘存储装置、磁盘存储装置或其他磁存储设备、或可以被用来承载或存储以指令或数据结构为形式的所期望的程序代码并且可以由计算机访问的任何其他介质。如本文所使用的盘和碟包括CD、激光碟、光碟、数字化多功能碟(DVD)、以及软盘，其中盘通常磁性地再现数据，而碟利用激光光学地再现数据。上述的组合也应当被包括在计算机可读介质的范围内。
词语“示例性的”在本文中用来意指用作示例、实例或例证。本文中被描述为“示例性的”任何实施例不是必然被解释为相对其他实施例是优选的或有利的。相似地，术语装置、电路或方法的“实施例”不要求本发明的所有实施例包括所描述的组件、结构、特征、功能、过程、优点、益处、或操作模式。
术语“连接”、“耦合”、或它们的任何变体意指两个或更多元件之间的直接或间接的任何连接或耦合，并且可以涵盖“连接”或“耦合”在一起的两个元件之间的一个或多个中间元件的存在。元件之间的耦合或连接可以是物理的、逻辑的、或它们的组合。如本文所使用的，作为若干非限制性和非穷尽示例，通过一个或多个电线、电缆和/或印刷电连接的使用、以及通过电磁能量的使用，诸如具有在射频区域、微波区域和光学(可见和不可见这两者)区域中的波长的电磁能量，两个元件可以被考虑为“连接”或“耦合”在一起。
本文使用诸如“第一”、“第二”等的标示的对元件的任何参考一般不限制那些元件的数量或顺序。更确切地，这些标示在本文中被用作在两个或更多元件或元件的实例之间进行区分的方便方法。因此，对第一和第二元件的参考不意指仅可以采用两个元件，或者第一元件必须在第二元件之前。
如本文所使用的，术语“包括”、“包括有”、“包括着”和/或“包括了”，当在本文中被使用时，指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件、和/或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件、和/或它们的群组的存在或添加。
现在将提出用于针对开关混频器的谐波抑制电路的电路的各种方面。然而，如本领域的技术人员将容易明白的，这些方面可以被扩展到其他电路配置和设备。因此，对用于经同步的无线设备内的混频器布置、或任何组件、结构、特征、功能、或过程的具体应用的所有参考，仅意图为说明电子硬件的示例性方面，并且理解这些方面可以具有应用的广泛差别。
具有双调谐变压器(其具有陷波滤波器)的硬件的各种实施例可以被使用，诸如移动电话、个人数字助理(PDA)、台式计算机、膝上型计算机、手掌大小的计算机、平板计算机、机顶盒、导航设备、工作站、游戏控制台、媒体播放器、或任何其他适合的设备。
图1图示了与不同无线通信***进行通信的无线设备。图1是图示了与不同无线通信***120、122进行通信的无线设备110的示图100。无线设备110可以使用开关混频器例如用于经由像相位调制之类的技术而经由指定频率处的载波的通信；混频器在电子硬件中的其他用途对本领域的技术人员是已知的。
无线***120、122每个可以是码分多址(CDMA)***、全球移动通信***(GSM)***、长期演进(LTE)***、无线局域网(WLAN)***、或某种其他无线***。CDMA***可以实施宽带CDMA(WCDMA)、CDMA 1X或cdma2000、时分同步码分多址(TD-SCDMA)、或某种其他版本的CDMA。TD-SCDMA也被称为通用陆地无线电接入(UTRA)时分双工(TDD)1.28Mcps选择或低码片速率(LCR)。LTE支持频分双工(FDD)和时分双工(TDD)两者。例如，无线***120可以是GSM***，并且无线***122可以是WCDMA***。作为另一示例，无线***120可以是LTE***，并且无线***122可以是CDMA***。
为了简单，示图100示出了包括一个基站130和一个***控制器140的无线***120、以及包括一个基站132和一个***控制器142的无线***122。一般而言，每个无线***120、122可以包括任何数目的基站和任何集合的网络实体。每个基站130、132可以支持用于在基站的覆盖内的无线设备的通信。基站130、132也可以被称为节点B、演进型节点B(eNB)、接入点、基站收发器、无线电基站、无线电收发器、收发器功能、基本服务集(BSS)、扩展服务集(ESS)、或某种其他适合的术语。无线设备110也可以被称为用户设备(UE)、移动设备、远程设备、无线设备、无线通信设备、站、移动站、订户站、移动订户站、终端、移动终端、远程终端、无线终端、接入终端、客户端、移动客户端、移动单元、订户单元、无线单元、远程单元、手机、用户代理、或某种其他适合的术语。无线设备110可以是蜂窝电话、智能电话、平板机、无线调制解调器、个人数字助理(PDA)、手持式设备、膝上型计算机、智能本、上网本、无绳电话、无线本地环路(WLL)站、或某种其他类似的功能设备。
无线设备110可以能够与无线***120和/或122进行通信。无线设备110还可以能够从广播站(诸如广播站134)接收信号。无线设备110还可以能够从一个或多个全球导航卫星***(GNSS)中的卫星(诸如卫星150)接收信号。无线设备110可以支持用于无线通信的一种或多种无线电技术，诸如GSM、WCDMA、cdma2000、LTE、802.11等。术语“无线电技术”、“无线电接入技术”、“空中接口”、以及“标准”可以可互换地被使用。
无线设备110可以经由下行链路和上行链路与无线***中的基站进行通信。下行链路(或前向链路)指代从基站到无线设备的通信链路，并且上行链路(或反向链路)指代从无线设备到基站的通信链路。无线***可以利用TDD和/或FDD。对于TDD，下行链路和上行链路可以共享相同频率，并且下行链路传输和上行链路传输可以在不同时间段中在相同频率上被发送。对于FDD，下行链路和上行链路被分配分离的频率。下行链路传输可以在一个频率上被发送，并且上行链路传输可以在另一频率上被发送。支持TDD的一些示例性无线电技术包括GSM、LTE、以及TD-SCDMA。支持FDD的一些示例性无线电技术包括WCDMA、cdma2000、以及LTE。
图2是示例性无线设备(诸如无线设备110)的框图200。无线设备200包括数据处理器/控制器210、收发器218、以及天线290。数据处理器/控制器210可以被称为处理***。处理***可以包括数据处理器/控制器210、或数据处理器/控制器210和存储器216这两者。
收发器218包括支持双向通信的发射器(TX)链220和接收器(RX)链250。TX链220和/或RX链250可以利用超外差架构或直接变频架构被实施。在超外差架构中，信号在多个级中在RF与基带之间被变频，例如，对于接收器，在一个级中从RF至中间频率(IF)，并且然后在另一级中从IF至基带。在直接变频架构(其也被称为零IF架构)中，信号在一个级中在RF与基带之间被变频。超外差架构和直接变频架构可以使用不同的电路块和/或具有不同的要求。在图2中示出的示例性设计中，发射器链220和接收器链250利用直接变频架构被实施。
在发射链中，数据处理器/控制器210可以处理(例如，编码并调制)将被发射的数据，并且向数模转换器(DAC)230提供数据。DAC230将数字输入信号转换成模拟输出信号。模拟输出信号被提供给发射(TX)基带(低通)滤波器232，其可以对模拟输出信号进行滤波以去除由DAC 230进行的在前数模转换所引起的镜频(image)。放大器(amp)234可以放大来自TX基带滤波器232的信号并且提供经放大的基带信号。上变频器(混频器)236可以接收经放大的基带信号和来自TX LO信号生成器276的TX LO信号。上变频器236可以利用TX LO信号将经放大的基带信号上变频，并且可以提供经上变频的信号。滤波器238可以对经上变频的信号进行滤波以去除由上变频所引起的镜频。功率放大器(PA)240可以放大来自滤波器238的经滤波的RF信号，以获得期望的输出功率电平并且提供输出RF信号。输出RF信号可以通过双工器/开关共用器(switchplexer)264而被路由。
对于FDD，发射器链220和接收器链250可以耦合到双工器264，双工器264可以包括用于发射器链220的TX滤波器和用于接收器链250的RX滤波器。TX滤波器可以对输出RF信号进行滤波，以传递发射频带中的信号分量并且衰减发射频带之外的信号分量。对于TDD，发射器链220和接收器链250可以耦合到开关共用器264。开关共用器264可以在上行链路时间间隔期间从发射器链220向天线290传递输出RF信号。对于FDD和TDD这两者，双工器/开关共用器264可以向天线290提供输出RF信号以用于经由无线信道的传输。
在接收链中，天线290可以接收由基站和/或其他发射器站发射的信号，并且可以提供所接收的RF信号。所接收的RF信号可以通过双工器/开关共用器264而被路由。对于FDD，双工器264内的RX滤波器可以对所接收的RF信号进行滤波，以传递接收频带中的信号分量并且衰减接收频带之外的信号分量。对于TDD，开关共用器264可以在下行链路时间间隔期间从天线290向接收器链250传递所接收的RF信号。对于FDD和TDD这两者，双工器/开关共用器264可以向接收器链250提供所接收的RF信号。
在接收器链250内，所接收的RF信号可以由低噪声放大器(LNA)252放大并且由滤波器254进行滤波以获得输入RF信号。下变频器(混频器)256可以接收输入RF信号和来自RXLO信号生成器286的RX LO信号。下变频器256可以利用RX LO信号将输入RF信号下变频并且提供经下变频的信号。经下变频的信号可以由放大器258放大，并且由RX基带(低通)滤波器260进一步滤波以获得模拟输入信号。模拟输入信号被提供给模数转换器(ADC)262。ADC262将模拟输入信号转换成数字输出信号。数字输出信号被提供给数据处理器/控制器210。
TX频率合成器270可以包括TX锁相环(PLL)272和VCO 274。VCO 274可以生成期望频率处的TX VCO信号。TX PLL 272可以从数据处理器/控制器210接收定时信息，并且生成用于VCO 274的控制信号。控制信号可以调节VCO 274的频率和/或相位，以获得用于TX VCO信号的期望频率。TX频率合成器270向TX LO信号生成器276提供TX VCO信号。TX LO信号生成器276可以基于从TX频率合成器270接收的TX VCO信号来生成TX LO信号。
RX频率合成器280可以包括RX PLL 282和VCO 284。VCO 284可以生成期望频率处的RX VCO信号。RX PLL 282可以从数据处理器/控制器210接收定时信息，并且生成用于VCO284的控制信号。控制信号可以调节VCO 284的频率和/或相位，以获得用于RX VCO信号的期望频率。RX频率合成器280向RX LO信号生成器286提供RX VCO信号。RX LO信号生成器可以基于从RX频率合成器280接收的RX VCO信号来生成RX LO信号。
LO信号生成器276、286每个可以包括分频器、缓冲器等。如果LO信号生成器276、286分别划分由TX频率合成器270和RX频率合成器280提供的频率，则它们可以被称为分频器。PLL 272、282每个可以包括相位/频率检测器(PFD)、滤波器(例如，回路滤波器)、电荷泵、分频器等。每个VCO信号和每个LO信号可以是具有特定基频的周期信号。来自LO生成器276、286的TX LO信号和RX LO信号可以具有用于TDD的相同频率或用于FDD的不同频率。来自VCO 274、284的TX VCO信号和RX VCO信号可以具有(例如，用于TDD的)相同频率或(例如，用于FDD或TDD的)不同频率。
发射器链220和接收器链250中的信号的调整可以由放大器、滤波器、上变频器、下变频器等的一个或多个级来执行。这些电路可以与图2中示出的配置不同地被布置。此外，图2中未示出的其他电路也可以被用来调整发射器链220和接收器链250中的信号。例如，阻抗匹配电路可以位于PA 240的输出处、LNA 252的输入处、天线290与双工器/开关共用器264之间，等等。图2中的一些电路也可以被省略。例如，滤波器238和/或滤波器254可以被省略。收发器218的全部或一部分可以被实施在一个或多个模拟集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混合信号IC等上。例如，发射器链220中的TX基带滤波器232至PA 240、接收器链250中的LNA252至RX基带滤波器260、PLL 272、282、VCO 274、284、以及LO信号生成器276、286可以被实施在RFIC上。PA 240和可能其他的电路也可以被实施在分离的IC或电路模块上。
数据处理器/控制器210可以执行用于无线设备的各种功能。例如，数据处理器/控制器210可以针对正在经由发射器链220发射和经由接收器链250接收的数据执行处理。数据处理器/控制器210可以控制发射器链220和接收器链250内的各种电路的操作。存储器212和/或存储器216可以存储用于数据处理器/控制器210的程序代码和数据。存储器可以在数据处理器/控制器210内部(例如，存储器212)或在数据处理器/控制器210外部(例如，存储器216)。存储器可以被称为计算机可读介质。振荡器214可以生成特定频率处的VCO信号。时钟生成器215可以从振荡器214接收VCO信号，并且可以生成用于数据处理器/控制器210内的各种模块的时钟信号。数据处理器/控制器210可以被实施在一个或多个专用集成电路(ASIC)和/或其他IC上。
图3图示了包括开关混频器的示例性的无线接收器前端级。电路300包括低噪声放大器、变压器309、陷波滤波器311、谐波抑制混频器313、以及跨阻抗放大器(TIA)315，该低噪声放大器包括LC匹配电路303、LC设陷(trapping)电路305和放大设备307a-307b。电路300可以被实施为例如用于无线接收器200的RX链250的多个组件。在一些实施例中，电路300被配置为被实施为RX链中的多个组件(例如，LNA 252、滤波器254、以及混频器256)。电路300的说明性实施例包括多个抑制特征，它们可以独立地或串列地被用来抑制本地振荡器频率的一个或多个谐波处的不期望信号，诸如由RX LO信号生成器286产生的LO频率信号。
低噪声放大器(LNA)可以包括例如LC匹配电路303、LC设陷电路305和放大设备307a-307b。在一些实施例中，LNA可以包括电路的其他元件。在说明性实施例中，例如，LNA可以是向变压器309提供输出电流的共源共栅放大器。共源共栅配置例如可以提供LNA的输入与输出端口之间的改进的隔离，并且例如可以改进用于电路的增益和稳定性。
LC匹配电路303可以包括阻抗匹配电路的L分段，其可以包括分路连接的电容器303b和串联连接的电感器303a。电感器303a的输出可以连接到放大设备307a-307b的输入。在操作期间，电容器303b提供向地面的低阻抗；向地面的阻抗随着信号的频率增大而减小。相反地，电感器303a随着频率增大而具有增大的阻抗。电感器-电容器组合303a-303b可以压制特定的不期望的高频信号，诸如具有落在LO频率的谐波处的频率的信号。在一些实施例中，多个LC匹配分段可以级联地被放置；这可以增大在电路的这一级处对高频的抑制。
在一些实施例中，陷波器(trap)，诸如并联和/或串联陷波器，可以被用来抑制一个或多个所指定的频率。普通技术人员将意识到在放大设备307a-307b的输入之前包括这样的陷波器。压制组件(诸如LC匹配电路303、或匹配电路和/或陷波器的组合)的添加可以针对如下的因素而被权衡，如成本、印刷电路板(PCB)面积、以及与压制组件的使用相关联的噪声性能降级。
LC设陷电路305可以包括源极退化电感器(Ls)305a和源极退化电容器(Cs)305b。在一些实施例中，电路中仅包括源极退化电感器305a。源极退化电容器305b可以被添加，以在本地振荡器频率的谐波处谐振并且压制LNA在该特定LO谐波频率处的增益。源极退化电容器305b的添加可以针对LNA的总体稳定性而被权衡。
放大设备307a-307b可以是晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或其他组件，这些其他组件借助于通过变压器309的初级绕组从供应电压Vdd汲取输出电流来放大在307a的输入处接收的信号。放大设备307a-307b的配置可以被布置，例如，以减小密勒(Miller)电容并增大LNA的带宽。
变压器309可以是在它的次级绕组中输出电流的变压器，该电流基于它的初级绕组处的电流。在说明性实施例中，例如，变压器309是单调谐变压器，其包括在它的初级绕组处的可调谐电容器。在一些实施例中，电容器可以是提供可调节电容的另一组件，诸如变容管。在一些实施例中，次级绕组与陷波滤波器311并联连接。
陷波滤波器311例如可以充当在本地振荡器频率的谐波处谐振的陷波器以分流变压器309的次级绕组。陷波滤波器311可以在所配置的谐振频率处提供抑制。在一些实施例中，陷波滤波器311可以被添加以在所指明的谐波处提供谐振陷波器。由陷波滤波器311提供的抑制量可以取决于混频器313的输入阻抗与所指明的谐波频率处的陷波器阻抗之间的比率。在一些实施例(诸如，其中混频器313是无源开关混频器)中，例如，由跨阻抗运算放大器(Vntia 315b)对输出所贡献的噪声一般可能与由陷波滤波器311提供的抑制成比例。
混频器313可以将从变压器309的次级绕组的输出接收的经放大的射频信号与本地振荡器频率信号进行混频，以产生输出信号。在一些实施例中，混频器313产生基带信号电流(ibb)作为输出信号。在一些实施例中，混频器313可以包括IQ混频器，其产生分离的同相(I)信号和正交相位(Q)信号。在一些实施例中，混频器313可以包括谐波抑制混频器，其压制当采用开关混频器时将会产生的谐波响应。在这种实施例中，谐波抑制混频器313可以接收多相位本地振荡器信号以代替单相位LO信号。相比于对应的单相位本地振荡器信号的生成，多相位本地振荡器信号的生成可能要求电路芯片上的更多物理空间，并且可能消耗更多的电流。多相位信号的使用可以针对如成本和功耗之类的因素而被权衡。在一些实施例中，谐波抑制混频器313可以包括有源混频器。
跨阻抗运算放大器(TIA)315包括运算放大器315a、电阻器Rf和电容器Cf。TIA 315可以转换从混频器313接收的输入基带电流，以基于输入电流产生输出电压。在说明性实施例中，例如，TIA 315可以将输入基带电流ibb转换成基带电压Vbb。在操作期间，运算放大器315a可能向输出基带电压Vbb贡献噪声。由运算放大器315a生成的噪声可以由输入噪声电压源Vntia 315b来表示。Vntia 315b可以根据如下的比率被放大并且出现在TIA 315输出(Vno_tia)处，该比率是反馈组件Rf和Cf的阻抗(Zf＝1/(1/ZRf+1/ZCf))与往后看向混频器313的输出的基带阻抗Zbb之间的比率。包括Rf和Cf的反馈组件的阻抗可以被表征为：
Figure GDA0002399811290000131
在说明性实施例(其中混频器313是混频器)中，基带阻抗Zbb与在LO基本频率和谐波频率处向混频器313输入所呈现的RF阻抗Zrf成比例。因此，如果：
Figure GDA0002399811290000132
如果陷波滤波器311与混频器313结合被使用，则TIA噪声贡献与减小的谐波响应成比例。谐波响应抑制必须被选取以使得对基带输出的TIA噪声贡献不会增长过大。
取决于涉及如物理面积和噪声之类的问题的潜在折中，电路300可以包括一个或多个组件，诸如LC匹配电路303、LC设陷电路305、陷波滤波器311、和/或谐波抑制混频器313，以抑制作为LO频率的谐波的不期望的干扰。
图4图示了包括开关混频器413的另一示例性的无线接收前端级。电路400可以从LNA(诸如电路300中的LNA)接收输入信号并且产生输出基带电压(Vbb)。电路400包括变压器409、陷波滤波器411-412、开关混频器413、以及TIA 415。电路400类似于电路300，并且可以被配置为被实施为RX链250中所包括的多个组件。
变压器409可以包括初级绕组和次级绕组。在一些实施例中，变压器409可以是单调谐或双调谐变压器。当变压器409被调谐时，它包括可调谐无源元件，诸如可调谐电容器或变容管。利用可调谐电容器在谐振频率处提供分流电容，变压器409的感抗可以被调除(tune out)。在说明性实施例中，例如，变压器409是双调谐变压器，其包括第一可调谐电容器(CP)409a和第二可调谐电容器(CS)409b。
变压器409可以具有初级绕组与次级绕组之间的耦合系数(k)。在说明性实施例中，例如，变压器409可以具有相对松散的耦合系数(例如，0.6≤k≤0.65)。松散耦合可以允许变压器409分别在初级绕组处通过Cp 409a并且在次级绕组处通过Cs 409b而被双调谐。通过给出更好的选择性以抑制带外谐波、以及对带内频率响应和图3的LNA的输出阻抗(Zrf)的更大控制，双调谐可以产生改进的谐波响应抑制。
在一些实施例中，变压器409可以利用次级绕组分别向滤波陷波器411和412发送信号来产生差分信号。陷波滤波器411-412可以是可调谐LC陷波器(即，储能电路)，它们被调谐以使得它们的谐振频率等于LO频率的谐波的频率。陷波器411-412可以被放置在变压器409与开关混频器413之间，以压制落在LO频率的谐波处的向开关混频器413的输入。陷波器411可以包括可调谐电容器411a和电感器411b，而陷波器412可以包括可调谐电容器412a和电感器412b。陷波器411-412可以串联，并且每个可以接收由变压器409的次级绕组产生的差分信号的分量。在一些实施例中，陷波器411-412中的每个可以被调谐以使得它们的谐振频率落在LO频率的谐波处。在这种情况下，陷波器411-412每个可以被调谐到相同的谐波频率。在一些实施例中，可调谐电容器411a、412a可以被调谐为在不同的谐振频率处谐振。在一些实施例中，电容器411a、412a可以基于对LO频率的改变而被调谐。在一些实施例中，电感器411b、412b可以具有互耦。电感器411b、412b之间的互耦可以加宽陷波带宽，并且因此可以增大Q因子和减小与陷波器411-412相关联的物理面积。
在说明性实施例中，例如，陷波器411-412每个可以被调谐以使得它们的谐振频率落在LO频率的三次谐波(3*fLO)处。当陷波器411-412被调谐以使得它们的谐振频率在三次谐波处时，每个陷波器411-412如由开关混频器413所看到的那样针对在三次谐波频率处的输入提供高阻抗，从而输入电流(irf)在三次谐波频率处在开关混频器413的输入处被压制。如将关于图5进一步详细讨论的，电路400可以包括无源网络，该无源网络包括多个陷波滤波器对，其中每个对被调谐以使得每个储能器对(即，陷波器)411-412独立地压制不同的谐波频率。
开关混频器413可以是基于从变压器409接收的输入电流来产生电流的混频器。由开关混频器413产生的输出电流可以基于输入射频信号(irf)和输入本地振荡器频率(fLO)。开关混频器413可以被实施为产生分离的I(同相)信号和Q(正交相位)信号的IQ混频器。在一些实施例中，LO频率可以具有所指定的占空比，诸如25％占空比。在一些实施例中，开关混频器413可以接收基于本地振荡器频率(fLO)的第二输入电流，并且基于输入射频电流和输入本地振荡器电流来产生输出信号。
在一些实施例中，开关混频器413可以是无源混频器。在一些实施例中，开关混频器413可以是平衡混频器，诸如，例如单平衡混频器或双平衡混频器。平衡混频器可以被配置以使得偶次谐波响应大幅被减小。在说明性实施例中，例如，开关混频器413可以是双平衡混频器，其从变压器409接收差分输入信号并且产生用于TIA 415的差分输出信号。在一些实施例中，开关混频器413可以是单平衡混频器，其从变压器409或直接从LNA接收单端输入信号并且产生用于TIA415的差分输出信号。
开关混频器413可以产生基于射频电流和本地振荡器信号的组合的基带信号电流(ibb)。例如，当被用作RX链250的一部分时，开关混频器413可以将输入信号下变频以产生输出基带电流，其具有等于输入射频与LO频率之间的差异的输出频率(即，fbb＝|frf-fLO|)。
当开关混频器413将输入信号下变频时，输入处的在LO频率的谐波处的频率也可能被折叠到输出信号中(这一过程常规地作为“噪声折叠”而已知)。在一些实施例中，用以压制谐波电流的陷波器411-412的配置可以降低噪声折叠的影响，因为被折叠到输出电流中的谐波电流的量值被降低。在一些实施例中，另外的陷波器411-412被包括在电路400中以压制落在其他谐波处的频率；这可以减小对于其他谐波频率的噪声折叠影响。
跨阻抗放大器(TIA)415可以包括运算放大器415a和调谐组件对Rf和Cf。TIA 415类似于TIA 315并且可以转换输入基带信号电流以产生输出信号电压。在一些实施例中，输出信号电压包括差分信号。
在一些情况下，运算放大器415a可能向输出电压Vbb贡献噪声。由运算放大器415a生成的噪声可以由电压源Vntia 415b来表示。如上面关于Vntia 315b讨论的，噪声的量值与TIA 415的反馈阻抗和基带阻抗的比率(Zf/Zbb)成比例。当开关混频器413包括无源混频器时，基带电流ibb(和相关联的基带阻抗Zbb)是由开关混频器413对LO频率的谐波(fLO、2*fLO、3*fLO等)处的所有RF电流的下变频的结果。陷波器411-412的实施可能增大总基带阻抗，因为所指定的谐波频率处的阻抗Zrf由于储能器411-412在该频率处的谐振而增大。在说明性实施例中，例如，基带阻抗的量值在陷波器411-412被调谐为在LO频率的三次谐波处谐振时增大。总基带阻抗上的增大减小了由Vntia415b贡献的TIA输出噪声Vno_tia。
在一些实施例中，电路400可以包括松散耦合的双调谐变压器409连同串联连接的串联谐波谐振陷波器411-412，其可以改进本地振荡器谐波频率的抑制。在一些实施例中，谐波抑制大于电路300的串联陷波滤波器311的谐波抑制。
图5图示了包括用于谐波抑制的无源网络的示例性的无线接收器级。电路500类似于电路400并且包括变压器509、无源网络511(包括陷波器511a-511f)、以及开关混频器513。
如上面关于图4中的陷波器411-412讨论的，电路500可以包括无源网络511，其被放置在变压器509的输出与开关混频器513的输入之间以压制落在LO频率的谐波处的一个或多个频率。在一些实施例中，开关混频器513可以是平衡的并且可以压制落在LO频率的偶次谐波(即，2*N*fLO，其中N＝1、2、3等)处的频率。
在这种情况下，无源网络511可以包括谐波频率陷波器511a-511f的一个或多个串联对，每个对被调谐为压制LO频率的奇次谐波(例如，3*fLO、5*fLO、7*fLO等)处的频率。串联陷波器511a-511f的每个对可以被调谐以使得它们的谐振频率是落在LO频率的谐波处的频率。当被串联连接时，陷波器的级联配置可以允许每个陷波器对511a-511f压制所指定的频率，同时允许其他频率通过而没有显著压制。无源网络511可以被配置为压制多个谐波频率以改进谐波频率抑制，并且减小来自混频器513和它之后的TIA的输出信号的噪声分量。
图6图示了用于示例性无源网络511的示例性阻抗图。阻抗图600可以对应于在遍历无源网络511时由特定频率处的射频电流irf看到的相对阻抗。
图形600可以对应于电路400、500的一种配置，其包括串联谐波频率陷波器对411-412的级联511a-511f，它们被调谐为具有落在LO频率的多个谐波处的谐振频率。在一些实施例中，多个串联谐波陷波器对511a-511f可以被包括在无源网络511中，一个陷波器对用于基频之上的N个谐波中的每个谐波。在一些实施例中，混频器413、513可以是平衡混频器并且压制偶次谐波响应；在这种情况下，无源网络511可以仅包括用于基频之上的每个奇次谐波频率的串联谐波陷波器对511a-511f。
如通过峰值603-609所看到的，RF阻抗(|Zrf|)的量值在落在LO频率的谐波处的频率处最大。在说明性实施例中，例如，混频器413可以是无源混频器；|Zrf|的增大可以增大输出基带频率Zbb，并且可以减小由TIA 415产生的输出基带电压Vbb的噪声分量。
图7图示了针对各种配置的示例性响应。图形700图示了针对包括LNA的电路400的不同配置的S-参数频率响应(这里是S21)。响应701图示了针对包括双调谐变压器409和陷波器对411-412的配置的响应。响应703图示了针对包括双调谐变压器409但不包括陷波器对411-412的配置的响应。响应705包括针对包括具有高耦合系数(k＝0.85)的单调谐变压器409而不包括陷波器411-412的配置的响应。
如关于变压器409讨论的，具有所指定的电容的变压器409的初级和次级绕组所形成的储能电路的响应将至少部分地基于变压器的耦合系数。强耦合(即，高耦合系数：0.8≤k≤0.95)可以将谐振中的一个谐振推至高频率，而加宽带宽。相对照地，较弱的耦合(即，较低的耦合系数：0.6≤k≤0.7)可以导致更好的谐波频率抑制。
图形700图示了针对变压器409和陷波器对411-412的特定配置的S21频率响应。如由响应701-705示出的，尽管S-参数响应在一次谐波频率(fLO＝1.829GHz)处几乎相同，但是衰减量在三次谐波频率处大不相同。尽管单调谐变压器(响应705)仅导致20dB的衰减(35.5dB的抑制)，但是包括双调谐变压器的配置提供24.8dB(40.3dB的抑制)的衰减(响应703)，并且包括双调谐变压器和用于3*fLO的谐波陷波器对的配置提供超过38dB的衰减(53.5dB的抑制)。
图8图示了用于使用无线接收器的示例性混频级来产生信号的示例性方法。方法800例如可以由电路400、500来执行以作为无线接收器200中的接收器(RX)链250的一部分提供基带电压，同时尝试抑制LO谐波频率处的输入干扰、防止噪声折叠、以及减小TIA输出噪声。
方法800可以在801处开始并且进行到步骤803，在步骤803中，由变压器409形成的储能电路被调谐。例如，变压器409的可调谐电容器Cp 409a和Cs 409b可以被调谐，以使得变压器409的初级绕组和次级绕组在相同的频率处谐振。
在步骤805中，谐波陷波器电路411-412可以被调谐。在一些实施例中，每个陷波器电路对411-412中的每个陷波器411、412串联连接在变压器409的输出与混频器413的输入之间，每个陷波器电路411、412被调谐为具有相同的谐振频率。谐振频率在步骤805中可以被调谐为落在LO频率的谐波处的频率。
在一些实施例中，混频电路可以包括无源网络511，其包括串联连接的串联谐波陷波器对511a-511f的级联配置。在这种情况下，陷波器对511a-511f中的每个可以独立地被调谐为具有落在LO频率的不同谐波处的谐振频率。在一些实施例中，无源网络511可以包括如下的陷波器对511a-511f，它们的谐振频率仅被调谐为LO频率的奇次谐波。这可以例如在混频电路包括抑制LO频率的偶次谐波的平衡混频器413、513时进行。
一旦电路的组件被调谐，电路400可以在步骤807处接收输入信号。在一些实施例中，输入信号是从放大器(诸如电路300中的LNA或RX链250的LNA 252)接收的RF信号。在一些实施例中，输入信号可以是由天线290接收的载波。在一些实施例中，变压器409可以接收作为差分信号的输入信号。在步骤809中，变压器409产生用于混频器413的RF信号。在一些实施例中，变压器409的次级绕组产生差分信号。
一旦变压器409产生RF信号，RF信号在步骤811中通过无源陷波器对411-412作为电流被发送。在一些实施例中，当RF信号是差分信号时，包括差分信号的每个分量信号通过包括陷波器对411-412的陷波器411、412之一被发送。在一些实施例中，RF电流通过无源网络511被发送，每个分量信号传递通过在级联配置中串联连接的多个陷波器对411-412。陷波器对411-412被配置为压制在它们的被调谐的谐振频率处的电流。在这种情况下，通过无源陷波器发送的电流在所指定的谐振频率处被衰减。
在步骤813中，混频器413基于从变压器409接收的RF电流信号和LO频率处的输入LO信号来产生中间频率(IF)信号。在一些实施例中，混频器413是产生作为差分信号的基带输出的平衡混频器。在一些实施例中，混频器413是接收差分RF电流(irf)并且产生差分输出基带电流信号(ibb)的双平衡混频器。在一些实施例中，输出被发送到跨阻抗放大器(TIA)415，其基于基带电流信号来产生输出基带电压信号(Vbb)。一旦输出信号被产生，方法800可以在步骤815处结束。
所理解的是，所公开的过程/流程图中的步骤的具体顺序或层次是示例性方法的说明。基于设计偏好，所理解的是过程/流程图中的步骤的具体顺序或层次可以被重新布置。进一步地，一些步骤可以被组合或省略。伴随的方法权利要求以样本顺序呈现了各种步骤的元素，并且不意味着被限制于所呈现的具体顺序或层次。
之前的描述被提供以使得本领域的任何技术人员能够实践本文所描述的各种方面。对这些方面的各种修改对本领域的技术人员将容易是明显的，并且本文所定义的一般原理可以应用到其他方面。因此，权利要求不意图被限制于本文示出的方面，而是符合于与语言权利要求相一致的完全范围，其中对单数形式的元件的参考不意图意指“一个且仅一个”，除非具体地如此陈述，而是“一个或多个”。词语“示例性的”在本文中被用来意指“用作示例、实例或例证”。本文被描述为“示例性的”任何方面不是必然被解释为相对其他方面是优选的或有利的。除非明确地另有陈述，否则术语“一些”是指一个或多个。诸如“A、B或C中的至少一个”、“A、B和C中的至少一个”、以及“A、B、C、或它们的任何组合”之类的组合包括A、B和/或C的任何组合，并且可以包括多个A、多个B、或多个C。具体地，诸如“A、B或C中的至少一个”、“A、B和C中的至少一个”、以及“A、B、C、或它们的任何组合”之类的组合可以是仅有A、仅有B、仅有C、A和B、A和C、B和C、或A和B和C，其中任何这种组合可以包含A、B或C的一个或多个成员。对本领域的普通技术人员已知或稍后即将知道的、贯穿这一公开所描述的各种方面的元件的所有结构性和功能性等价物明确地通过引用并入本文并且意图由权利要求所涵盖。此外，没有本文所公开的事物意图为献给公众，不管这种公开是否明确地被记载在权利要求中。没有权利要求元素将被解释为部件加上功能，除非元素明确地使用短语“用于……的部件”来记载。

Claims (24)

1.一种用于减小电子电路中的谐波响应的装置，所述装置包括：
变压器，被配置为接收RF输入信号并且提供变压器输出信号；
第一陷波滤波器，被配置为通过修改所述变压器输出信号来提供在射频处操作的第一信号，所述第一陷波滤波器包括：
电感器；以及
电容器，并联连接到所述电感器，
第二陷波滤波器，被配置为通过修改所述变压器输出信号来提供所述第一信号，所述第二陷波滤波器包括：
第二电感器；以及
第二电容器，并联连接到所述第二电感器，
本地振荡器，被配置为产生在本地振荡器LO频率处操作的第二信号；以及
开关混频器，被配置为将所述第一信号和所述第二信号进行混频；其中所述第一陷波滤波器直接串联耦合到所述开关混频器的输入，并且被调谐以使得它的谐振频率是所述LO频率的谐波，
其中所述第二陷波滤波器直接串联耦合到所述开关混频器的输入，并且被调谐以使得它的谐振频率是所述LO频率的谐波，
其中所述变压器包括：
第一绕组；以及
第二绕组，其中所述第二绕组的每个端子分别连接到所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器的输入，并且
其中所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器中的电感器具有互耦。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器中的每个电容器可调谐以将所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器配置为使得每个陷波滤波器的所述谐振频率落在所述LO频率的谐波处。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一信号包括差分信号。
4.根据权利要求1所述的装置，进一步包括：
直接耦合到所述开关混频器的跨阻抗放大器，被配置为从由所述开关混频器产生的基带电流来产生基带电压。
5.根据权利要求1所述的装置，其中所述变压器包括双调谐变压器。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述变压器被配置为具有低于0.7的耦合系数。
7.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一陷波滤波器被调谐为使得谐振频率落在所述LO频率的三次谐波处。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述第二信号包括具有25％占空比的信号。
9.根据权利要求1所述的装置，进一步包括：
与所述第一陷波滤波器串联连接的至少一对陷波滤波器，所述至少一对陷波滤波器和所述第一陷波滤波器是串联连接的多个N对陷波滤波器的一部分，其中N个陷波滤波器对中的每个陷波滤波器对被调谐为使得谐振频率落在所述LO频率的单独谐波处，其中所述开关混频器接收作为所述N个陷波滤波器对的输出的射频信号。
10.根据权利要求1所述的装置，进一步包括：
天线，被配置为：
接收载波信号，以及
向所述变压器提供包括所述载波信号的所述RF输入信号。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关混频器产生经下变频的信号。
12.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关混频器包括无源混频器。
13.一种用于减小电子电路中的谐波响应的方法，所述方法包括：
由第一陷波滤波器提供在射频处操作的第一信号，所述第一陷波滤波器包括电感器和并联连接到所述电感器的电容器；
由开关混频器接收在本地振荡器LO频率处操作的第二信号；以及
由所述开关混频器将所述第一信号和所述第二信号进行混频，其中所述第一陷波滤波器直接串联耦合到所述开关混频器的输入，并且所述第一陷波滤波器被调谐以使得它的谐振频率是所述LO频率的谐波；
由变压器接收RF输入信号；
由所述变压器产生变压器输出信号，其中所述第一陷波滤波器修改所述变压器输出信号以提供所述第一信号；
由第二陷波滤波器通过修改所述变压器输出信号来提供所述第一信号，其中所述第二陷波滤波器包括第二电感器和并联连接到所述第二电感器的第二电容器，并且所述第二陷波滤波器直接串联耦合到所述开关混频器的输入，并且所述第二陷波滤波器被调谐以使得它的谐振频率是所述LO频率的谐波，
其中所述变压器包括第一绕组和第二绕组，所述第二绕组的每个端子分别连接到所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器的输入，并且
其中所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器中的电感器具有互耦。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
调谐所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器中的每个电容器，以将所述第一陷波滤波器和所述第二陷波滤波器配置为使得每个陷波滤波器的所述谐振频率落在所述LO频率的谐波处。
15.根据权利要求13所述的方法，其中所述第一信号包括差分信号。
16.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
由直接耦合到所述开关混频器的跨阻抗放大器接收基于混频的所述第一信号和所述第二信号的基带电流；以及
由所述跨阻抗放大器将所述基带电流转换成基带电压。
17.根据权利要求13所述的方法，其中所述变压器包括双调谐变压器。
18.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
将所述变压器配置为具有低于0.7的耦合系数。
19.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
调谐所述第一陷波滤波器以使得谐振频率落在所述LO频率的三次谐波处。
20.根据权利要求13所述的方法，其中所述第二信号包括具有25％占空比的信号。
21.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
调谐串联连接的多个N对陷波滤波器，所述多个N对陷波滤波器包括所述第一陷波滤波器和与所述第一陷波滤波器串联连接的至少一对陷波滤波器，N个陷波滤波器对中的每个陷波滤波器对被调谐以使得谐振频率落在所述LO频率的单独谐波处；以及
由所述开关混频器接收作为所述N个陷波滤波器对的输出的射频信号。
22.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
由天线接收载波信号；以及
由所述天线向所述变压器提供包括所述载波信号的所述RF输入信号。
23.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
由所述开关混频器基于混频的所述第一信号和所述第二信号来产生经下变频的信号。
24.根据权利要求13所述的方法，其中所述开关混频器包括无源混频器。
CN201580055259.9A 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路 Active CN107078693B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110274898.1A CN113067551A (zh) 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/516,546 2014-10-16
US14/516,546 US9407379B2 (en) 2014-10-16 2014-10-16 Circuit providing harmonic response rejection for a frequency mixer
PCT/US2015/051776 WO2016060810A1 (en) 2014-10-16 2015-09-23 Circuit providing harmonic response rejection for a frequency mixer

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110274898.1A Division CN113067551A (zh) 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107078693A CN107078693A (zh) 2017-08-18
CN107078693B true CN107078693B (zh) 2021-03-30

Family

ID=54289092

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580055259.9A Active CN107078693B (zh) 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路
CN202110274898.1A Pending CN113067551A (zh) 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110274898.1A Pending CN113067551A (zh) 2014-10-16 2015-09-23 为混频器提供谐波响应抑制的电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9407379B2 (zh)
EP (1) EP3207632B1 (zh)
CN (2) CN107078693B (zh)
WO (1) WO2016060810A1 (zh)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11471109B2 (en) * 2015-07-09 2022-10-18 Capsuletech, Inc. Methods and devices for recovering data from an amplitude-modulated signal
US9819323B2 (en) * 2016-01-12 2017-11-14 Qualcomm Incorporated Integrated circuit fields canceller system
US10044321B2 (en) 2016-08-02 2018-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for linearizing a transmitter by rejecting harmonics at mixer output
US9991875B2 (en) * 2016-08-12 2018-06-05 Qualcomm Incorporated Reconfigurable radio frequency (RF) bandstop/intermediate frequency (IF) bandpass filter
US20180083473A1 (en) * 2016-09-16 2018-03-22 Qualcomm Incorporated Variable capacitor series tuning configuration
US10348528B2 (en) 2016-11-11 2019-07-09 Qualcomm Incorporation Systems and methods to provide upconverting with notch filtering
US10721604B2 (en) 2016-12-19 2020-07-21 Nxp B.V. Method and system for operating a communications device that communicates via inductive coupling
US10390200B2 (en) 2016-12-19 2019-08-20 Nxp B.V. Method and system for operating a communications device that communicates via inductive coupling
CN110999075A (zh) 2017-06-30 2020-04-10 艾瑞科技有限公司 用于电阻性输出阻抗的高增益谐振放大器
US10382098B2 (en) * 2017-09-25 2019-08-13 Nxp B.V. Method and system for operating a communications device that communicates via inductive coupling
US10720967B2 (en) 2017-09-25 2020-07-21 Nxp B.V. Method and system for operating a communications device that communicates via inductive coupling
GB201718411D0 (en) 2017-11-07 2017-12-20 Nordic Semiconductor Asa Multi-band radio receivers
US10256854B1 (en) * 2018-01-19 2019-04-09 Silicon Laboratories Inc. Synthesizer—power amplifier interface in a wireless circuit
US10536119B2 (en) 2018-02-28 2020-01-14 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Amplifier with second-harmonic trap
CN108599801A (zh) * 2018-03-30 2018-09-28 深圳市盛路物联通讯技术有限公司 一种稳定性增强的物联网射频电路及终端
US10707817B2 (en) * 2018-05-30 2020-07-07 Speedlink Technology Inc. Wideband low noise amplifier (LNA) with a reconfigurable bandwidth for millimeter-wave 5G communication
US10419045B1 (en) 2018-07-27 2019-09-17 Qualcomm Incorporated Low-noise amplifier (LNA) transformer notch
US10581385B2 (en) 2018-07-27 2020-03-03 Qualcomm Incorporated Low-noise amplifier (LNA) transformer notch
CN109309480B (zh) * 2018-10-29 2021-10-26 电子科技大学 一种低噪声开关跨导混频器
US11992299B2 (en) * 2018-12-18 2024-05-28 Movano Inc. Wearable devices for health monitoring using radio waves that include signal isolation
CN109474292B (zh) * 2018-12-24 2024-01-23 南京屹信航天科技有限公司 一种用于星载测控设备的射频通道电路
CN113491072B (zh) * 2019-03-29 2022-12-13 华为技术有限公司 一种射频电路和可调变压器
CN110868757B (zh) * 2019-11-21 2024-04-09 维沃移动通信有限公司 一种信息的传输方法、装置及电子设备
EP4165914A4 (en) * 2020-07-02 2023-11-29 Zeku Technology (Shanghai) Corp., Ltd. TRANSMITTER POWER MANAGEMENT MECHANISM AND ASSOCIATED OPERATIONAL PROCEDURES
EP4264836A2 (en) * 2020-12-18 2023-10-25 QUALCOMM Incorporated Dual mode notch filter
US11909368B2 (en) 2020-12-18 2024-02-20 Qualcomm Incorporated Dual mode notch filter
CN114696844B (zh) * 2020-12-31 2023-12-15 炬芯科技股份有限公司 一种带谐波抑制的无线信号发射装置和谐波抑制方法
US11923884B2 (en) * 2021-09-24 2024-03-05 Qualcomm Incorporated Configurable harmonic rejection mixer (HRM)
CN113810912A (zh) * 2021-10-29 2021-12-17 维沃移动通信有限公司 射频控制方法、装置和电子设备
CN115632613B (zh) * 2022-12-22 2023-04-07 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种带温补功能的宽带混频多功能芯片

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6671505B1 (en) * 1999-04-06 2003-12-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Frequency converter
CN101809860A (zh) * 2007-09-27 2010-08-18 高通股份有限公司 用于降频转换射频信号的设备及方法
CN102870333A (zh) * 2010-02-24 2013-01-09 华为技术有限公司 无线通信收发器中rf干扰信号和噪声的抑制
CN104067514A (zh) * 2012-01-23 2014-09-24 高通股份有限公司 用于功率放大器的具有可调谐陷波滤波器的阻抗匹配电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5737035A (en) 1995-04-21 1998-04-07 Microtune, Inc. Highly integrated television tuner on a single microcircuit
US6807405B1 (en) 1999-04-28 2004-10-19 Isco International, Inc. Method and a device for maintaining the performance quality of a code-division multiple access system in the presence of narrow band interference
US6738612B1 (en) 2000-04-06 2004-05-18 International Business Machines Corporation Image trap filter
GB2367700A (en) 2000-10-06 2002-04-10 Mitel Semiconductor Ltd A single conversion tuner comprising a tracking filter and an image reject mixer
US7202916B2 (en) 2003-12-15 2007-04-10 Realtek Semiconductor Corp. Television tuner and method of processing a received RF signal
US7890076B2 (en) 2005-12-15 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mixer circuit and method
US20080152049A1 (en) 2006-12-08 2008-06-26 Texas Instruments Deutschland Gmbh Digital audio broadcast receiver
US20080146184A1 (en) * 2006-12-19 2008-06-19 Microtune (Texas), L.P. Suppression of lo-related interference from tuners
US7848710B2 (en) * 2007-08-30 2010-12-07 Broadcom Corporation Radio having adjustable resonant circuits
CN101436869B (zh) * 2008-11-27 2012-07-04 华为技术有限公司 等效射频带陷滤波电路、射频芯片及接收机
US8711993B2 (en) * 2010-12-10 2014-04-29 Honeywell International Inc. Wideband multi-channel receiver with fixed-frequency notch filter for interference rejection
US9002309B2 (en) * 2011-05-27 2015-04-07 Qualcomm Incorporated Tunable multi-band receiver
US9203451B2 (en) * 2011-12-14 2015-12-01 Infineon Technologies Ag System and method for an RF receiver

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6671505B1 (en) * 1999-04-06 2003-12-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Frequency converter
CN101809860A (zh) * 2007-09-27 2010-08-18 高通股份有限公司 用于降频转换射频信号的设备及方法
CN102870333A (zh) * 2010-02-24 2013-01-09 华为技术有限公司 无线通信收发器中rf干扰信号和噪声的抑制
CN104067514A (zh) * 2012-01-23 2014-09-24 高通股份有限公司 用于功率放大器的具有可调谐陷波滤波器的阻抗匹配电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN107078693A (zh) 2017-08-18
CN113067551A (zh) 2021-07-02
US20160112146A1 (en) 2016-04-21
WO2016060810A1 (en) 2016-04-21
EP3207632B1 (en) 2020-01-15
US9407379B2 (en) 2016-08-02
EP3207632A1 (en) 2017-08-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107078693B (zh) 为混频器提供谐波响应抑制的电路
US11726513B2 (en) On-chip dual-supply multi-mode CMOS regulators
US9800280B2 (en) Noise suppression in radio frequency receivers
JP2016518734A (ja) 局部発振器生成のためのプログラマブル分周器
US9413400B1 (en) Blocker filtering for carrier aggregation receiver
WO2016209477A1 (en) Front-end architecture for transmitter
US20070049330A1 (en) Wireless transceiver for supporting a plurality of communication or broadcasting services
US10355729B2 (en) Single receiver intra-band non-contiguous carrier aggregation
Bhagavatula Exploring multimode cellular transceiver design: A short tutorial
EP3146628A1 (en) Differential mode bandwidth extension technique with common mode compensation
US9608569B2 (en) Linearizing scheme for baseband filter with active feedback
US20150349782A1 (en) Reconfigurable fractional divider
EP3127238A1 (en) Em coupling shielding
Zare Fatin et al. Design of a reconfigurable front‐end for a multistandard receiver for the frequency range of 800 MHz to 2.5 GHz
WO2015175321A1 (en) Vco-coupling mitigation in a multiple-carrier, carrier aggregation receiver
US20240106463A1 (en) Intermediate frequency filter for millimeter-wave carrier aggregation
US20210367576A1 (en) Inductorless interference cancellation filter
US10148010B2 (en) Antenna arrangement
Charlon et al. A dual-mode zero-IF receiver for dual-band CDMA cellular and GPS
Hong et al. A $197-\mu\mathrm {W}\2.4-GHz $ Third-Harmonic Receiver with Enhanced Out-of-band Rejection for IEEE 802.11 ba
Darabi Overview of Front‐End RF Passive Integration into SoCs

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant