CN110999075A - 用于电阻性输出阻抗的高增益谐振放大器 - Google Patents

用于电阻性输出阻抗的高增益谐振放大器 Download PDF

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Abstract

提供了一种包括谐振放大器电路(100)的装置，谐振放大器电路(100)包括：第一电感(107)，其具有第一电感输入和第一电感输出；第二电感(109)，其具有第二电感输入和第二电感输出；第一开关(110)，其联接至第一电感输出；以及第二开关(112)，其联接至第二电感输出；其中，驱动第一开关与第二开关反相，第一电感配置为与关于第一开关的第一电容谐振，并且第二电感配置为与关于第二开关的第二电容谐振。还提供了相关的***和制品。

Description

用于电阻性输出阻抗的高增益谐振放大器
相关申请的交叉引用
本申请要求2017年6月30日提交的、名称为“用于电阻性输出阻抗的高增益谐振放大器”的美国临时专利申请序列号62/527,348的权益，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本文描述的主题总体上涉及谐振放大器。
背景技术
高性能、高压(HV)射频(RF)放大器通常较大、较重、效率较低，并且需要额外的组件才能使输出与放大器的负载相匹配。高性能、高压RF放大器可以包括传输电力的强电电缆和将输出阻抗调节为给定阻抗的昂贵的匹配网络。
发明内容
在一些实施方式中，提供一种包括谐振放大器电路的装置，所述谐振放大器电路包括：第一电感，其具有第一电感输入和第一电感输出；第二电感，其具有第二电感输入和第二电感输出；第一开关，其联接至第一电感输出；以及第二开关，其联接至第二电感输出；其中，第一开关与第二开关驱动为反相，第一电感配置为与关于第一开关的第一电容谐振，并且第二电感配置与关于第二开关的第二电容谐振。
在一些变化中，本文中所公开的包括以下特征的一个或多个特征能够可选地包括在任何可行的组合中。第一开关的第一端子和第二开关的第一端子联接至电源。电源可以具有第一输出和第二输出。第一输出包括电源的负极输出，其中，第二输出包括电源的正极输出，正极输出并联联接到第一电感输入和第二电感输入。负极电源输出并联联接到第一开关的第一端子和第二开关的第一端子。第一电感输出并联联接到第一开关的第二端子和第一外部电容。第二电感输出并联联接到第二开关的第二端子和第二外部电容。负极电源输出进一步并联联接到第一外部电容和/或第二外部电容。第一电容包括在第一开关的第一端子与第二端子之间的第一电容值，其中，第二电容包括在第二开关的第一端子与第二端子之间的第二电容值。第一电容包括第一开关的固有电容，其中，第二开关电容包括第二开关的固有电容。固有电容是第一开关的漏极-源极电容和第一开关的栅极-漏极电容。第一电容进一步包括第一外部电容，和/或第二电容进一步包括第二外部电容。第一开关和第二开关分别包括场效应晶体管。第一开关和第二开关分别包括：高电子迁移率晶体管(HEMT)、氮化镓(GaN)HEMT、砷化镓(GaAs)HEMT、双极性结型晶体管(BJT)，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、结栅场效应晶体管、晶闸管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、碳化硅(SiC)MOSFET、硅(Si)MOSFET、二极管和/或可控硅整流器。负载可以跨接第一开关和第二开关。负载包括多个负载，其中，电源的输出联接到多个负载中的至少一部分。负载匹配电路可以联接到第一电感输出和第二电感输出。负载匹配电路进一步联接到至少一个阻隔电容。负载匹配电路包括至少一个电感、至少一个电容和/或至少一个变压器。整流器电路可以配置为向负载提供直流输出。第一阻隔电容可以具有第一阻隔输入和第一阻隔输出，其中，第一阻隔输入至少联接到第一开关，并且第一阻隔输出联接到负载。第二阻隔电容可以具有第二阻塞输入和第二阻塞输出，其中，第二阻隔输入至少联接到第二开关，并且第二阻隔输出联接到负载。第一电感和/或第二电感分别包括变压器。第一开关和第二开关驱动为反相180度。谐振放大器电路包括并联和/或串联连接的谐振放大器电路的阵列。第一开关包括多个第一开关。多个第一开关共享配置为使多个第一开关同时接通和/或关断的公共时钟。第二开关包括多个第二开关。多个第二开关共享配置为使多个第二开关同时接通和/或关断的公共时钟。第一开关包括多个第一开关，其中，第二开关包括多个第二开关。多个第一开关中的一个开关和多个第二开关中的另一个开关共享一个时间间隔，其中，在时间间隔的第一部分期间，多个第一开关中的一个开关选通为接通和关断，然后在时间间隔的第二部分期间，多个第二开关中的另一个开关选通为接通和关断。
当前主题的实施方式可以包括但不限于：与本文提供的描述一致的方法以及包括有形体现的机器可读介质的产品，机器可读介质可操作为使一个或多个机器(例如，计算机等)执行实现所描述特征中的一个或更多个的操作。
在附图和以下描述中阐述了本文中所描述的主题的一个或多个变化的细节。从说明书和附图以及从权利要求书中，本文中所描述的主题的其它特征和优点将是显而易见的。尽管出于与网络应用程序用户界面有关的说明性目的描述了当前公开主题的某些功能，但应当容易理解的是，这些功能并非旨在进行限制。本公开之后的权利要求旨在限定受保护主题的范围。
附图说明
结合在本说明书中并且构成本说明书的一部分的附图示出了本文所公开的主题的某些方面，并且与说明书一起帮助解释与所公开的实施方案相关的一些原理。在附图中：
图1A至图1E描述了根据一些示例性实施方案的谐振放大器电路的示例；
图2描述了根据一些示例性实施方案的图1A的谐振放大器电路的实现的示例；
图3描述了根据一些示例性实施方案的包括谐振放大器电路的DC-DC转换器的示例；
图4描述了根据一些示例性实施方案的从图1A的电路获得的时序图的示例；
图5描述了根据一些示例性实施方案的图1A的电路的输出波形的曲线图的示例；
图6描述了根据一些示例性实施方案的谐振放大器电路的另一个示例；
图7描述了根据一些示例性实施方案的谐振放大器电路的又一个示例；
图8描述了根据一些示例性实施方案的包括匹配网络的谐振放大器电路的示例；
图9描述了根据一些示例性实施方案的从图8的电路获得的时序图的示例；
图10描述了根据一些示例性实施方案的图8的谐振放大器电路的实施方式的示例；
图11描述了根据一些示例性实施方案的用于图10的实施方式的一组规格的示例，并且将该实施方式与现有产品进行对比；
图12描述了根据一些示例性实施方案的驱动电感耦合等离子体的图10的示例性谐振放大器；
图13描述了根据一些示例性实施方案的包括匹配网络和谐振整流器的谐振放大器电路的示例；
图14描述了根据一些示例性实施方案的图3的谐振转换器的详细电路图；
图15描述了根据一些示例性实施方案的图3的谐振转换器的性能特性；
图16描述了根据一些示例性实施方案的与现有产品相比的图3的谐振DC-DC转换器的上升时间性能特性；
图17描述了根据一些示例性实施方案的与现有产品相比的图3的谐振DC-DC转换器的示例性实施方式；
图18描述了根据一些示例性实施方案的与现有产品相比的图17的谐振DC-DC转换器的电气属性；
图19描述了根据一些示例性实施方案的图13的电路的另一个示例性实施方式；以及
图20描述了根据一些示例性实施方案的图13的电路的又一个示例性实施方式。
在实际中，相似的附图标记表示相似的结构、特征或元件。
具体实施方式
如上所述，高性能、高压RF放大器通常较大、较重、效率较低，并且经常需要额外的匹配组件。因此，需要一种新的RF放大器技术，该技术能够减小这些高压RF放大器的尺寸并且降低复杂性，从而能够产生具有提高的效率和性能的更简单、成本更低的装置。如本文所公开的，这种新的放大器技术可以实现需要较小的设计版式的RF放大器技术的各种应用，这可以使该技术能够邻近负载放置。在一些实施方式中，这种方式使得能够去掉匹配网络和/或高压电缆/电力电缆，从而可以引起相对于成本和电力损耗的额外节约。例如，某些应用包括这样的RF源阵列：RF源阵列能够并联工作，但是可以在电压、频率、相位和脉冲状态工作方面进行单独调谐，以改善控制和调谐，从而可以引起精度提高和更好的过程控制。
在一些示例性实施方案中，提供了一种HV RF放大器技术，该HV RF放大器技术包括适合于小型印刷电路板(PCB)实施方式的电路拓扑，并且该电路拓扑能够构建小型、高效并且具有成本效益的RF电源，该RF电源能够用于运行参数(例如，电压、频率、功率和负载)的较宽范围。
常规的谐振放大器(例如，E类放大器)可能需要多个大电感性元件(例如，电感、变压器等)，以实现适当的谐振工作。此外，电感性负载储能电路可以用于帮助对电力半导体的谐振输出波形进行整形，以实现高效运行(尤其是在射频范围内)。电感性元件在物理上可能较大，并且可能会使电路的基础增益衰减。
在一些示例性实施方案中，提供了一种放大器电路，例如，谐振放大器电路(其可以如本文中所描述进行调谐)。在一些示例性实施方案中，HV谐振放大器电路可以在高压(例如，5千伏(kV))和高频(例如，RF频率)下运行，并且HV谐振放大器可以配置为设置谐振工作，而不取决于电路的负载线中的电感性元件。通过主要取决于输入电感(L1和L2)与器件电容(C1和C2，包括任何额外增加的电容)之间的关系，在任何低通滤波或匹配网络之前，可以以相对最小的谐波含量将基频增益最大化到负载中。
L1和L2的相对较小的值可以使电感在物理尺寸上足够小，从而在一些频率(例如，RF频率(例如，20KHz至300GHz)和1MHz以上的频率)，利用以特定模式的金属走线和过孔实现为空芯和/或印刷电路板(PCB)。
图1描述了根据一些示例性实施方案的放大器电路的示例，例如，谐振放大器电路100。
电路100可以包括：电源(例如，直流(DC)电源105)、第一电感107、第二电感109、第一开关110、第二开关112、第一电容120、第二电容122以及负载(例如，阻抗负载(ZL)130、电阻性负载等)。尽管图1描述了DC电源，但是也可以使用其它类型的电源。
直流电源105的正极输出106A可以并联联接到第一电感(L1)107的输入108A(例如，端子、触点等)和第二电感(L2)109的输入108C。
电源105的负极输出106B可以并联联接到节点n0 132B，节点n0 132B进一步并联联接到第一开关110的源极端子(标记为“S”)、第二开关112的源极端子(标记为“S”)、电容120的负极(或标记为“-”的阴极)输入和第二电容122的负极输入。
第一电感107的输出108B可以联接到节点n1 132A，节点n1 132A进一步并联联接到第一开关110的端子(标记为“D”)、第一电容(C1)120的正极输入(或标记为“+”的阳极)和负载130。例如，在金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的情况下，标记为“D”的端子应该是漏极。
第二电感109的输出108D可以联接到节点n2 132C，节点n2 132C进一步并联联接到第二开关112的端子(标记为“D”)、第二电容(C2)122的正极输入以及负载130。例如，当开关实现为MOSFET时，端子“D”可以是开关112的漏极端子。
在一些示例性实施方案中，第一开关110和第二开关112可以实现为操作为可以在外部控制的开关的半导体器件(例如，参见开关111和113处的191)。替代地或附加地，开关110和开关112可以根据应用利用以下的技术来实现：例如，高电子迁移率晶体管(HEMT)、氮化镓(GaN)HEMT、砷化镓(GaAs)HEMT、双极性结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、结型栅场效应晶体管、晶闸管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、碳化硅(SiC)MOSFET、硅(Si)MOSFET、二极管和/或可控硅整流器等。开关110和开关112也可以实现为两个或更多个组合器件的组合，例如，用于双向开关的MOSFET和二极管。
在给出的示例中，MOSFET包括：栅极端子(标记为“G”)、漏极端子(标记为“D”)以及源极端子(标记为“S”)。如本文中所使用的，术语“栅极”可以用于还包括其它技术中使用的、包括“基极”端子的其它相似类型的端子。同样，如本文中所使用的，术语“源极”可以用于还包括在其它技术中使用的、包括“集电极”端子的其它相似类型的端子。并且，术语“漏极”可以用于还包括在其它技术中使用的、包括“发射极”端子的其它相似类型的端子。
尽管本文中所描述的一些示例涉及NPN型器件，但应当理解的是，也可以适当改变极性而利用PNP型器件。
尽管图1A描述了单个负载130，但是所述负载也可以包括多个负载。例如，第一负载可以跨接节点n1 132A和n0 132B放置(在这个示例中，电源105的输出应当联接到节点n0和负载的一部分)，并且第二负载可以跨接节点n0 132B和节点n2 132C放置。
尽管图1A示出两个开关，在电路190的每个支路中有一个开关，但是每个支路(例如，上部和下部)可以包括多个开关。图1B描述了这样的示例性实施方案：其中，上支路166A包括多个开关110、115A和116A，并且下支路166B包括多个开关112、115B和116B。在图1B的示例中，上支路166A中的开关110、115A和116A共享公共时钟167A。同样，下支路166B中的开关112、115B和116B共享公共时钟167B，所以上支路中的开关同时选通，而下支路中的开关也可以同时选通。时钟167A和167B可以采用与以上参照图1A所述的类似的方式来实现。相比于电路190，如图1B所示的支路166A和支路166B的每个支路中多个开关的使用可以使电路192能够以更高功率运行。尽管图1B描述了特定数量的开关，但是也可以利用其它数量。
图1C描述了谐振放大器电路193，该电路在一些方面类似于电路192，但是电路193设置单独的时钟信号，以对开关进行分开地选通。例如，通过使一组N个开关S1-1(117A)、S1-2(118A)、直到S1-N(119A)中的选通信号183A-183N进行交替并且通过使另一组N个开关S2-1(117B)、S2-2(118B)、直到S2-N(119B)中的选通信号184A-184N进行交替，可以如图1C的193的时序图所示实现交替运行。具体地，将一个完整的周期P分为N个时段，在每个时段中，一对开关(例如，S1-1[117A]和S2-1[117B])分别在该时段的一半内交替地接通，以生成一个完整的输出周期。例如，开关S1-1和开关S2-1可以配置为：在时间间隔的第一部分期间，开关S1-1接通然后关断，从而在时间间隔的下一部分中，开关S2-1接通然后关断。同样，在另一个时段(例如，一段时间)期间，另一对开关(例如，S1-2[118A]和S2-2[118B])分别在该时段的一半内交替地接通，以生成一个完整的输出周期。并且，在又一个时段期间，又一对开关(例如，S1-N[119A]和S2-N[119B])分别在该时段的一半内交替地接通，以生成一个完整的输出周期。在由于开关和/或选通器件的某些特性(例如，对于每秒开关事件的最大数量，各个开关和选通驱动器可能会受到热限制)而限制190的工作频率的情况下，图1C可以启用更高的工作频率。尽管图1C描述了一定数量的开关，但是也可以利用其它数量的开关。
图1D描述了谐振放大器电路191，该谐振放大器电路191在一些方面类似于电路190，但是电路191包括更通用的第一开关111和第二开关113，因此，可以根据应用来利用以下技术实现这些开关：例如，MOSFET、GaN HEMT、BJT、IGBT、JFET、晶闸管、SCR等等。此外，开关可以是混合类型的(例如，开关111可以是MOSFET，而开关113可以利用SCR来实现)。
图1E描述了根据一些示例性实施方案的谐振放大器电路190的阵列194的示例。尽管图1E描述了以阵列形式的194-196，但是在阵列中也可以包括其它谐振放大器电路，例如，谐振放大器电路191、192、193等。与不利用阵列相比，并联的谐振放大器电路的阵列194可以使得能够向负载提供更高的功率。此外，阻抗匹配网络或其它元件可以***阵列的每个单独的整流器190的输出处(例如，连接在节点136A与结点140之间、连接在节点136C与结点141之间，等等)和/或输出节点140和141与ZL之间。
在一些示例性实施方案中，电感107和109的值可以在1纳亨(nH)至1,000,000nH的范围内，电容120和122的值可以在1皮法(pF)至1,000,000pF的范围内，DC电源150的电压可以在-100kV至100kV的范围内，工作频率(通过时钟信号表示)可以在20kHz至3GHz的范围内，并且通过负载的输出功率可以在1mW至1MW的范围内，尽管这些组件的其它范围/值也可以实现。在放大器100的示例性实施方式中，电感107和109的值是150nH，电容120和122的值除了开关器件电容之外还包括200pF的外部电容，DC电源105的电压可以在0至200V之间变化，开关器件为GaN HEMT，开关频率约为13.56MHz。在图1A的示例中，在达到3千瓦(kW)的功率输入到50欧姆电阻性负载130的情况下测试了电路100。
图2描述了根据一些示例性实施方案的电路100的原型实现200的示例。在图2的示例中，电感210对应于L1 107和L2 109(图1)，开关215对应于开关110和112，并且负载220A和220B(其附接有散热器)代表负载130。在图2中，电感210(其对应于电感107和109)的值是31微亨(μH)，电容120和122的值是30pF，电源105(其在图2的示例中实现为电压源)的电压可以在0至500V变化，开关器件为碳化硅(SiC)MOSFET，开关频率约为2.75MHz。在0与320瓦特(W)之间的功率的情况下，电阻性负载220B(在这个示例中对应于负载130)可以在4,000至400,000欧姆的范围内。
图3描述了根据一些示例性实施方案的DC-DC转换器的示例。示出了前视图305、后视图306以及侧视图307。***300可以包括铜散热器308和电源连接器309。***300可以实现为在其中空芯电感312已经直接嵌入的单个PCB(正面310和背面311)。在图3的示例中，电感312(其对应于图1中的107和109)的值为130nH，电容120和122的值为1nF，电流源105的电压可以从0至35V变化，开关器件为GaN HEMT，开关频率为8MHz，尽管其它值也可以实现。在图3的示例中，电路100可以联接到整流器电路，以在达到250W功率的情况下生成达到4kV的DC输出电压。如本文所使用的，“联接到”并不排除中间组件或器件，除非另有明确地说明。图3的电路设计可以支持大范围的值，包括：用于电感107和109的10nH至40,000nH、用于电容120和122的0至100纳法(nF)、用于直流电源105的电压0至1,000V，以及20kHz至3GHz的工作频率范围，尽管其它值也可以实现。
再次参考图1A，电路100可以用于期望跨接输出(例如，在负载130处)的具有交流(AC)波形的谐振功率电子应用。该电路可以实现为设置软切换，其中，在开关110和112的相应开关的电压或电流为零或接近零时，开关110和112接通和断开。软切换可以使电路100能够在诸如RF频率的高频下工作。
此外，与电路100相关的基础电压增益、以及在具有很少(如果有的话)附加组件的情况下电路100在电阻性负载130上谐振工作的能力，使电路100非常适合于各种应用，所述应用包括：AC放大/综合、RF应用、升压转换器、联接到变压器的升压转换器、阻抗匹配网络和/或整流器和/或其它应用。
在运行时，在期望的工作基频下将第一开关110和第二开关112反相驱动180度。并且，相关联的时钟信号167A/167B可以具有大约50％的占空比。例如，第一开关110的控制端子(例如，栅极(标记为“G”)或基极)可以利用诸如时钟信号167A的控制信号来驱动。时钟信号167A在时钟的正值部分170A期间使第一开关110“接通”。类似地，第二开关112的栅极(标记为“G”)可以利用诸如时钟信号167B的控制信号来驱动。时钟信号167B在时钟的正值部分170B期间使第二开关“接通”。简言之，时钟信号167A和167B驱动开关110和开关112，使得这两个开关反相180度。
尽管先前的示例涉及具有50％的占空比和8MHz工作频率的时钟信号167A-167B，但是时钟信号也可以具有其它的占空比和频率。例如，可以实现诸如6.78MHz、13.56MHz、27.12MHz和40.68MHz的工业、科学和医学(Industrial Scientific Medical，ISM)无线电频带的频率，尽管其它频率也可以实现。在一些示例性实施方案中，如果相应地选择了组件值，时钟频率就能够指定为20kHz至3GHz范围内的任意值。在一些示例性实施方案中，在不期望连续正弦AC输出的情况下，时钟信号的占空比可以不是恰好50％。
在一些示例性实施方案中，第一电感107(L1)和第二电感109(L2)可以分别与开关110和开关112的开关器件的输出电容(在MOSFET的情况下通常表示为Coss)谐振。第一开关110的输出电容表示为在漏极或输出处的电容(Cd1)，而第二开关112的输出电容表示为在漏极或输出处的电容(Cd2)。为了进一步以MOSFET进行说明，可以将第一开关110的漏极(D)端子与源极(S)端子之间的电容用作Cd1。替代地或附加地，第一开关的输出电容Cd1还可以包括第一开关的栅极-漏极电容(Cgd)，第二开关的输出电容Cd2还可以包括第二开关的栅极-漏极电容(Cgd)。从而在一些实施方式中，由电容C1 120表示的输出电容实际上是Cd1，而由电容C2 122表示的输出电容实际上是Cd2。诸如MOSFET等的开关的固有电容表示跨接开关的端子的开关本身的物理电容。例如，Coss代表开关本身的固有物理电容。尽管前面的示例利用MOSFET来说明开关的输出电容，但是应当理解，其它类型的开关也可以具有输出电容。
在一些示例性实施方案中，可以向电路100添加外部电容，使得电容120(C1)和电容122(C2)除了开关的输出电容(Cd1和Cd2)之外还包括外部电容C外部1和C外部2。换句话说，电容C1 120代表的输出电容实际上是Cd1与C外部1的和，电容C2 122代表的输出电容实际上是Cd2与C外部2的和。替代地或附加地，第一开关和/或第二开关的输出电容(Coss)的值也可以配置为或选择用于调谐。通常，额外的电容(例如，C外部1和C外部2)将包括在电路100中，以对电路精确地调谐，因此C1通常可以包括(Cd1+C外部1)，并且C2通常可以包括(Cd2+C外部2)。
在运行时，当输出阻抗ZL 130为大体上的电阻性时，开关电容C1 120和C2 122分别与电感L1 107和L2 109谐振，以整形输出漏极电压波形190A-190B。输出波形190A-190B表示可以通过软切换(例如，大体上零电压切换或大体上零电流切换)而实现的输出。然而，当ZL呈现明显的电感性或电容性而不是主要呈现电阻性时，开关两端的电压波形可能会受到影响，零电压切换可能会消失。为了在这种情况下补偿额外的一个或多个电感性或电容性元件，可以根据需要通过等效量或通过改变开关频率来调节C1和C2和/或L1和L2的值，以重新获得零电压切换和适当的操作。如以上关于图1A的实施示例所指出的，还可以选择150nH的电感和除开关器件电容之外的200pF的外部电容用于谐振工作；例如，在图2的实施示例中，利用31μH和30pF的值；在图3的实施示例中，利用130nH和1nF的值，所以这些不同的值表示改变用于调谐的电容和/或电感的示例。
在一些示例性实施方案中，可以根据以下等式选择电感L1 107和电感L2 109作为起点，并且可能需要根据放大器电路的运行进行额外的迭代调整：
L1＝1/(4*π2*f2*C1)；以及
L2＝1/(4*π2*f2*C2)；
其中，f对应于频率，C1对应于电容C1 120，C2对应于电容C2 122，并且“*”对应于乘法，“/”对应于除法。
图4描述了与电路100相关联、具体是与在图2中描述的器件相关联的时序图的示例。最上面的两条迹线显示了S1 168A(VG1)和S2 168B(VG2)的选通时钟信号电压，它们反相180度。接下来的两条迹线168C-168D分别显示了n1与n0之间的开关S1的合成电压(VS1，168C)和n2与n0之间的开关S2的合成电压(VS2，168D)。这些波形也反相180度。在本示例中，电压与选通电压的变化一致地达到0V，以实现零电压切换，从而减少(如果不能消除的话)开关损耗。还显示了流过开关S1的相应电流(IS1，168E)和流过开关S2的相应电流(IS2，168F)。在无需添加任何滤波元件的情况下，跨开关S1和S2两端的组合电压(Vout＝VS1-VS2，168G)是近似正弦的。由于负载是电阻性的，因此相应的输出电流(Iout，168H)与Vout同相。周期(T2-T0)等于工作频率的倒数。例如，对应于2.75MHz的开关频率，周期为363.4ns，一半周期(T1-T0)为181.8ns。
再次参考图1A，组件选择可以对谐振放大器电路100进行调谐以提供AC信号，该AC信号对应于大致上一半的正弦波190A-190B。输出电容Cd1和Cd2可以取决于所选择的开关的类型(例如，开关的物理特性，尽管可以使用其它类型，但是在本示例中为MOSFET)。这样，可以通过调节电感L1 107和L2 109来执行电路100的主要调谐。然而，如上所指出的，对于某些类型的负载值，不添加外部电容C外部1和C外部2可能无法进行调谐。当开关110和112被驱动反相180度时，n1 132A与n2 132C之间的电压波形可以近似于AC正弦波，例如，190A-190B/168C-168D的一半正弦波。如前所述，该半个正弦波的形状可能需要很少(如果有的话)滤波，以实现如168G所示的相对较低的谐波失真。
在一些示例性实施方案中，节点n1 132A与n2 132C之间的DC电势差大约为零。这样，可能不需要节点n1 132A和n2 132C与负载130之间的DC滤波(例如，DC阻隔电容或其它隔离机制)。然而，在一些实施方案中，DC滤波器(例如，DC阻隔电容或其它形式的隔离)可以实现为提供例如滤波、输出隔离等。
图5描述了电路100的跨负载130的输出电压的曲线图的另一个示例，具体是图3的示例性实施方式的曲线图。输出电压的曲线图对应于节点n1 132A和n2132C进入20欧姆电阻性负载130的情况。无需添加额外的滤波元件即可实现电压波形的正弦特性。
图6描述了根据一些示例性实施方式的电路600的示例。电路600在一些方面类似于电路100，但是电路600进一步包括阻隔电路650，阻隔电路650包括在190的输出与负载130之间的DC阻隔电容605和610。DC阻隔电容605和610可以提供某种DC滤波(例如，阻隔DC使其不会到达负载130)和电路190与负载130之间的附加输出隔离。在图6的示例中，阻隔电容(Cb1)605联接在节点n1 132A与输出负载130之间。阻隔电容605可以阻隔(例如，滤波)DC到达输出负载130。类似地，阻隔电容(Cb2)610联接在节点n2 132C与输出负载130之间。阻隔电容610可以阻隔DC到达输出负载130。尽管图6描述了电路190，但是也可以利用诸如电路191-194的其它电路。
图7描述了根据一些示例性实施方案的包括磁耦合750A-750B的电路700的示例。磁耦合可以采取一个或多个变压器的原边的形式，但是也可以使用其它类型的磁耦合，包括磁加热的负载、等离子体负载等等。磁耦合的添加可以实现相对于输入电源的放大器输出的电流隔离。在图7的情况下，实现了变压器707的初级绕组705A和次级绕组705B，并且还实现了变压器712的初级绕组710A和次级绕组710B。尽管图7描述了电路190，但是也可以利用诸如电路191-194的其它电路。
电路700在一些方面类似于电路100，但是电路700包括分别以变压器707和712的初级绕组705A和710A的形式的磁耦合(作为第一电感107和第二电感109)。在电路700中，变压器707和变压器712是调谐的电感元件，并且以磁场的形式存储谐振能量。这样，变压器707和变压器712可以用于将能量传输到跨接变压器的次级绕组705B和/或跨接次级绕组710B的负载。较高的次级与初级匝数比还可以增加电路700的增益。替代地或附加地，可以利用较低的次级与初级匝数比来降低电路700的增益。此外，次级绕组可以串联或并联连接以分别获得更高的电压或更大的电流。
变压器750A可以包括初级绕组705A，初级绕组705A在一侧联接到电源105，而在另一侧联接到开关110。次级绕组705B可以联接到负载。变压器750B可以包括初级绕组710A，初级绕组710A在一侧联接到电源105，并且在另一侧联接到开关112。次级绕组710B可以联接到负载。
尽管图7描述了一定数量的初级绕组和一定数量的次级绕组，但是也可以实现其它数量。此外，可以实现其它数量的磁耦合750A-750B(例如，在750A-750B处可以利用少于或多于两个变压器)。此外，尽管图7描述了在磁耦合750A-750B处的相同负载，但是也可以存在不同的负载。此外，仅单个负载130可以仅在磁耦合750A-750B中的一个处存在。
在一些示例性实施方案中，谐振电路190的输出(例如，在节点n1和n2的输出)可以在提供给诸如负载130的输出负载之前联接至阻抗匹配网络。
图8描述了根据一些示例性实施方案的包括阻抗匹配电路850的***800的示例。例如，***800在一些方面类似于图1A所示的谐振电路190。然而，谐振电路190的节点n1和n2处的输出可以联接到阻抗匹配电路850，阻抗匹配电路850包括电感805A和805B以及电容810，以提供对于给定负载(例如，负载815)的阻抗匹配。尽管图8描述了两个电感805A和805B，但这些电感可以组合为单个电感，而不改变电路800的性能。
在图8的示例性实施方案中，第一电感805A包括第一电感输入和第一电感输出。第一电感输入联接到n1 132A(n1 132A进一步并联联接到第一开关110的漏极和电容120)。第一电感输出并联联接到电容810和负载815。第二电感805B包括第二电感输入和第二电感输出。第二电感输入联接到n2 132C(n2 132C进一步并联联接到第二开关112的漏极和电容122)。第二电感输出并联联接到电容810和负载815。
在图8的示例性实施方式中，电感107和109的值是150nH，电容120和122的值是680pF(除了开关电容之外)，电感805A和805B的值是180nH，电容810的值为510pF，直流电流源105的电压可以从0到120V变化，开关为GaN HEMPT，负载815为50欧姆，开关频率为13.56MHz，可以根据本文公开的教导来实现其它值。尽管图8描述了电路190，但是也可以使用诸如电路191-194的其它电路。
图9描述了与电路800相关联的时序图的示例。最上面的两个迹线901A-901B显示了S1 168A(VG1 901A)和S2 168B(VG2 901B)的选通时钟信号电压，它们反相180度。接下来的两个迹线901C-901D显示了跨开关S1的合成电压(VS1 901C)和跨开关S2的合成电压(VS2901D)。这两个波形也反相180度。在这个示例中，电压与选通电压的变化一致地达到0V，以实现零电压切换，从而消除了开关损耗。
迹线901E-901F描述了流过开关S1的电流(IDS1 901E)和流过开关S2的电流(IDS2，901F)中的每一个。迹线901G描述了跨开关S1和开关S2的合成电压(VS1-VS2)，其是近似的正弦曲线。迹线901H描述了经过低通匹配网络805滤波后的所得输出电压(Vout 901H)。还示出了低通匹配网络850之后的相应输出电流(Iout，901I)。时间点T0、T2和T4代表最大输出电压的时间。周期(T2-T0)等于工作频率的倒数。例如，对于13.56MHz的工作频率，周期为73.74ns，一半的周期(T1-T0)为36.9ns。
图10描述了用于图8的示例性实施方案的印刷电路板(PCB)1005实现100的示例。可以利用图8的匹配电路850，但是可以替代地利用其它类型的阻抗匹配电路(例如，电路650等等)。
在图10中，电感805A和805B描述为1006，电感107描述为1007，电感109描述为1009。这些电感实现为高性能嵌入式空芯环形电感。通过在PCB的不同层上和不同层之间的走线和/或平铺和/或过孔来实现绕组，从而使电感805A和电感805B近似于环形电感。替代地或附加地，电感可以以PCB内或PCB上的其它形式，实现为近似于在一层或多层上或其间的其它结构(例如，螺线管式、螺旋式等)。
如上所述，对电阻性负载进行调谐的性质使L1和L2比它们如果用作传统的“扼流圈”电感(如在E类型放大器中会找到的电感)在数值上要小得多。因为漏极电压波形的谐振行为，所以通过负载130或负载815(图1或8)所看到的合成RMS电压可能明显高于DC总线电压(例如，根据调谐情况大约为DC总线电压的2-4倍)，并且可能需要很少(如果有的话)的滤波。
图11描述了示例性实施方案1100(其类似于图8和在图10所描述的实施方案1000)与现有的E类放大器1120之间的比较的示例。
设计1100和设计1120均包括具有相同或相似品质因数(Q)的低通匹配网络。虽然两种设计都将1000W的功率传递到50欧姆的负载，但是增益更高的电路1100可以需要低得多的输入电压(73V对289V)就能达到相同或近似的输出功率。此外，与E类电路1120相比，电路1100的效率更高(92％对85％)，并且与E类电路1120相比，电路1100输出信号中的最大谐波明显更低(41dB对30dB)。此外，部分地因为对常规的E类电路1120中必需较大值的电感元件的需求，所以电路1100与E类电路1120相比可以具有更高的功率密度(均在不利用散热器的情况下对两种设计进行计算)。更具体地，电路1100中的最大电感为180nH，从而允许将电感1100实现为空芯电感并且使其能够嵌入PCB中，而E类电路1120中的最大电感过大(20,000nH)。尽管图11描述了性能结果的示例，但是这些只是示例，所以结果可能会根据具体实施方式而变化。
***1100示出了PCB的前视图1105、PCB的侧视图1106和嵌入式空芯电感1107。现有***1120包括大扼流电感1111和大电感1112。表1115中列出了参数的示例，该表1115示出：对于匹配网络的相同功率和品质因数，电路1100的输入电压降低将近四倍并且效率更高，而在工作期间现有的电路1120经历了将近两倍的损耗。此外，与现有的电路1120相比，电路1100的最大电感的电感值低100倍以上，功率密度高出一个数量级。
图12示出了根据一些示例性实施方案的包括电路1000(图10)的实施方案的示例。图12示出了在玻璃管1215内低真空度、感应耦合的氮等离子体1210供电的电路1000(其位于1205)。图12的等离子体可以在20毫托与2,000毫托之间的压力下产生，并且峰值功率可以是1kW。
图13描述了根据一些示例性实施方案的谐振放大器电路1300。谐振电路190可以在输出n1 132A和n2 132C处联接到提供滤波的DC阻隔电路650。DC阻隔电路输出可以向阻抗匹配电路1305(标记为“固态匹配网络”，Solid State Matching Network)提供输出，以向负载130提供阻抗匹配。阻抗匹配电路105的输出可以提供给整流器1310(标记为“多级谐振整流器模块”，Multi-Stage Resonance Rectifier Module)，以将放大器电路190的AC输出转换为整流后的输出，例如，DC输出。整流器模块1310可以实现为多级谐振整流器。图14中描述了多级谐振整流器的示例。
尽管图13描述了阻隔电容605和610，但是阻隔电容可以省略，在这种情况下，节点n1 132A和节点132C将直接联接到固态匹配网络1305。尽管图13描述了电路190，但是也可以利用诸如电路191-194的其它电路。
如上所述，与其它类似放大器相比，本文所公开的谐振电路(例如，100、600、700、800、1300、1400等)可以实现为印刷电路板(PCB)形式的尺寸，从而能够实现更小的尺寸。而且，这些包括PCB形式的电路(例如，以电路1000(图3)以及图10和图20所示的)可以在各种技术应用中实现以提供独特且意想不到的结果。
图14描绘了用于图3所示的示例性实施方案的示例性电路实施方式1400。图14的描述也参考了图1和图3。
可以嵌入PCB中的***1400包括RF放大器190和整流器1499，其具有近似于***的尺寸(例如，如图3所示，长约86mm，宽约54mm)。
尽管能够利用不同类型的整流器将电路190的正弦交流输出整流为DC，但是整流器的示例可以在美国申请No.15/199326中找到(其标题为“宽带功率转换和阻抗匹配的隔离多级谐振拓扑(Isolated multi-level resonant topologies for wide-range powerconversion and impedance matching)”，卢克·雷蒙德(Luke Raymond)等人)，其全部内容通过引用并入本文。
***1400可以包括RF谐振放大器电路190，该RF谐振放大器电路190联接到用于实现DC-DC转换目的的整流器1499。RF放大器190的一个输出可以在132A处连接到整流器1499(如此连接以包括电感1405)，并且RF放大器190的另一个输出可以在132C处连接到整流器1499。
整流器电路1499可在输入1406和132C处呈现电容性。可以选择电感1405以与电容谐振，使得整流器1499和电感1405的组合在RF放大器190的连接点132A和132C处呈现电阻性。在较低的频率下(例如，在大约5MHz以下)，电感1405可以省略。整流器1499可以在1450联接到输出负载。
整流器1499可以包括多个单元1477A-1477C，每个单元包括一对串联电容(例如，1410A和1411A)和一对二极管(例如，1421B和1431A)。每个单元包括代表二极管的固有电容的附加电容(例如，1422B和1432A)。每个单元1477A-1477C可以包括电容(例如，1440A)以使输出纹波减小。每个单元中的串联电容(例如，1410A和1411A)可以设置DC阻隔，使得多个单元可以与在1406和132C处并联连接的输入和串联的输出进行组合。因为每个单元1477A-1477C的输出串联连接，所以在1450的总输出电压是每个单元的整流后的输出电压(例如，Vo)之和。同样地，由于每个整流器单元的输入并联连接，因此在1406和132C处测量的1499的输入阻抗等于每个单元(例如，在1410A和1411A的输入节点处测量)的输入阻抗除以单元的总数。输入阻抗的这种降低使得能够实现更高的总电压增益，而无需像谐振DC-DC转换器那样通常需要的额外的无源匹配网络级。如果需要，无源匹配网络级可以包括在109与1499之间，以实现更高的增益。尽管图14示出了在单元1477A-1477C处的三级，但是可以在1450的输出处实现并且组合其它数量的单元1477A-1477C。此外，尽管图14描述了电路190，但是也可以利用诸如电路191-194的其它电路。
图15描述了性能结果的示例的曲线图。该示例中的结果对应于图3的装置300(以及对应的电路1400)。结果显示出对应2千伏、4千伏运行的输入电压和功率范围内的效率。在2kV(1505)时，对于在35W-65W范围内运行并且输入电压约为12V-18V时，效率可以高于86％。在4kV(1510)时，对于在130W-250W范围内运行并且输入电压约为32V-35V时，效率可以高于85％。在1515中，该曲线图示出了图3的装置300的转换率和功率与电压的关系。尽管图15描述了性能结果的示例，但是这些只是示例，所以结果可能会根据具体实施方式而变化。
图16描述了示出根据本文公开的诸如图14的电路1400的一些电路与关于输入电压、输出电压和功率的可比较规格的现有高压电源相比，能够实现多快的瞬态响应的曲线图。1605的曲线图示出：当电路1400在1ms的分度值下以1ms间隔接通和关断(先接通1ms紧接着关断1ms)时，达到其2kV的全额输出电压设定点时，电路1400响应得有多快。1610描述了与具有相似的额定值的可商用的高压电源相关联的输出电压的接通瞬态时间。尽管图16描述了性能结果的示例，但是这些只是示例，因此结果可能会根据具体实施方式而变化。
图17描述了示例性实施方式(例如，装置300(图3))与可比较的(关于功率和电压额定值)现有的功率放大器1700之间的实体的比较。与现有的放大器1700相比，装置300的损耗降低了47％(40W对70W)。并且，与现有的放大器1700相比，装置300可以小了大约20倍。因为图3的装置300以比现有的放大器1700高得多的频率工作，所以，由于较小的无源组件，装置300的内部能量存储可以低得多。尽管图17描述了性能结果的示例，但是这些只是示例，因此结果可能会根据具体实施方式而变化。
图18提供了比较两个功率放大器300和1700(图17)中存储的电荷的曲线图1800。尽管现有的功率放大器1700具有超过了标准IEC 61010-1中所概述的危险极限1805的存储电荷，但是装置300下降到极限1805以下，这表明对于IEC 61010-1而言是更安全的设计。尽管图18描述了性能结果的示例，但是这些只是示例，因此结果可能会根据具体实施方式而变化。
图19描述了根据一些示例性实施方案的具有13.56MHz的开关频率的***1300的示例性实施方式。***1900是***1300的示例。***1900包括：选通信号发生器1905、多级整流器1907、整流器输出电容1910和电阻性仿真负载1920。在图19的实施方式中，尽管能够包括如图13所示的匹配网络，但是没有实现诸如匹配网络1305的匹配网络。在图19的示例中，对应于多级谐振整流器模块1310的谐振整流器模块1907包括用于在500W的输出功率下将75V电压转换为15kV的33级DC-DC转换。图19的示例中的DC-RF效率在RF测量传感器上测量为大约93％，而DC-DC效率为大约87％。
图20描述了根据一些示例性实施方案的***2000的另一个示例性实施方式。***2000在正面侧2005上包括单个逆变器和24个整流级。另一侧2008显示出逆变器、整流器和匹配电感2010。整流器输出电容2020的值为3.3nF，电阻性负载2030的值为8.9兆欧。这里，包括了匹配网络，以向24级整流器部分提供额外的电压增益，同时在24级整流器部分的输入端仍然呈现电阻性。DC-DC转换器设计为在2kW的峰值功率的情况下将120伏直流转换为50千伏直流。它已经成功测试了高达40kV。
本文中所描述的RF放大器电路可以用于包括高功率RF应用的多种技术应用中。高功率RF应用的示例包括用于许多不同应用的等离子体生成，以及高功率射频放大器。本文描述的RF放大器电路还可以联接到其它电路(例如，匹配网络、整流器等)，以实现高性能和紧凑的高压DC电源。本文中描述的RF放大器电路也可以应用如下：电感和/或电容加热或表面处理；近场/远场无线电力传输；离子和电子加速(由此一个或更多个电极由RF放大器驱动，以生成使离子或电极穿过加速器时加速的电场)；聚焦离子束设备中的离子生成；和/或卫星推进单元。
本文中所描述的RF放大器电路也可以用于可能需要提高效率、降低成本和/或减小尺寸和重量的高压DC应用中，其包括：具有出色的推力-能量性能(相比于螺旋桨)的飞行器(例如“离子风无人机”)的离子推进；静音运行，较低的雷达和红外剖面；快速并且更灵敏的控制；垂直起飞和着陆的长期运行。
本文所述的RF放大器电路还可以用于静电除尘器中，特别是在大小有重要影响的移动应用中，或者在受到管制的商业领域(例如，汽车行业和航运业)中，这些行业的排放要求需要高效的微粒去除。
此外，本文所描述的RF放大器电路也可用于静电粘合，特别是在能够将电源集成到提升模块中且快速瞬态响应有利于处理控制和反馈能力的敏捷机器人***中。
另外，本文中所描述的RF放大器电路也可以用于半导体晶圆卡盘的静电粘合中。
此外，本文中所描述的RF放大器电路还可以用于驱动高压设备，例如，电光偏转器、电光调制器、普克尔盒(pockels cells)、行波管(travelling wave tubes，TWT)和雷达设备；利用高压来加速和控制离子或电子的驱动电子束和离子束设备；X射线产生；和/或结合RF和高压离子加速的卫星推进。
本文中所描述的RF放大器电路可以利用高频，该高频使得能够实现快速的接通和关断多次。这继而可以实现几种应用的快速脉冲。例如，本文描述的RF放大器电路还可用于提供水、牛奶或其它液体的脉冲场灭菌。当液体通过带有相邻电极的管时，液体会暴露于高电场脉冲中。这些场裂解细菌细胞并且可以将细菌负荷降低几个数量级，从而限制了牛奶或其它液体物质引起疾病或变质的可能性。同样，本文中所描述的RF放大器电路也可以用于医疗应用的脉冲场中，从而选择性地破坏诸如癌细胞的人类或动物主体内的细胞。
脉冲也可以组合到上述静电除尘器中，以增加除尘效率，而没有电场击穿的风险。当基于本文描述的RF放大器将紧凑的DC电源与能够传递ns级脉冲的脉冲器单元组合时，可以提供几种应用。例如，该组合可以提供用于冷大气等离子体的产生，例如，纳秒重复脉冲等离子体。这些等离子体可以在环境条件下直接从空气中产生，而无需空气的大量加热。与具有类似功率需求的射频源相比，它还可与多种气体(包括氦气、氩气和氮气)一起使用，以增加等离子体密度并降低温度。同样，可以通过在患者的感染伤口部位上施加冷等离子体来提供伤口消毒并刺激伤口愈合。并且，可以提供对表面或设备的灭菌。
也可以提供在高温下分解的生物材料或其它敏感材料的等离子体辅助沉积。这包括将抗生素、生长因子、壳聚糖、胶原蛋白或其它对伤口进行消毒或促进伤口愈合的化合物传递至人的皮肤或伤口。
也可以提供等离子体辅助燃烧，该等离子体辅助燃烧利用等离子体中的自由基来提高燃烧效率或稳定燃烧火焰以允许更加稀燃的状态运行。这包括飞机喷气发动机、汽车发动机和发电厂的改善性能。
还可以提供飞机或其它车辆的等离子体辅助流量控制(从而通过在车辆表面零件上或其附近生成的等离子体来控制空气或其它气体的流动)。
所提及的纳秒脉冲可以应用于选择性破坏人或动物的组织。
也可以提供等离子体化学，从而借助于高电场和由电场产生的等离子体在气体、液体中或在气液界面处产生有用的化学物质、或将其破坏。示例包括：在水-空气界面处从空气中产生肥料、在空气中产生臭氧以及二氧化碳的降解。
在以上描述和权利要求中，可能出现诸如“至少一个”或“一个或更多个”的短语随后是由元件或特征的组合列表。术语“和/或”还可以出现在两个或更多个元件或特征的列表中。除非与使用的上下文内容隐含地或明显地相反，否则这样的短语旨在表示单独列出的任何元件或特征，或结合任何其它所记载的元件或特征的任何所记载的元件或特征。例如，短语“A和B中的至少一个”、“A和B中的一个或更多个”、以及“A和/或B”分别旨在表示“单独的A、单独的B、或A和B一起”。类似的解释也用于包括三个或更多个项目的列表。例如，短语“A、B和C中的至少一个”、“A、B和C中的一个或更多个”以及“A、B和/或C”分别旨在表示“单独的A、单独的B、单独的C、A和B一起、A和C一起、B和C一起、或A和B和C一起”。以上和权利要求中的术语“基于”的使用旨在表示“至少部分地基于”，使得未叙述的特征或元件也是可允许的。
本文描述的主题可以根据期望的配置在***、装置、方法和/或物品中体现。前述描述中阐述的实施方式并不代表与本文中所描述主题一致的所有实施方式。相反，它们仅是与关于所描述的主题的方面一致的一些示例。尽管上面已经详细描述了一些变化方式，但是其它修改或添加是可能的。具体地，除了本文阐述的那些特征和/或变化之外，还可以提供其它特征和/或变化。例如，上述实施方式可以针对所公开的特征的各种组合和子组合和/或以上公开的若干其它特征的组合和子组合。另外，附图中描绘的和/或本文中描述的逻辑流程不一定需要所示的特定顺序或连续顺序来实现期望的结果。其它实施方式可以在所附权利要求的范围内。

Claims (30)

1.一种谐振放大器电路，其包括：
第一电感，其具有第一电感输入和第一电感输出；
第二电感，其具有第二电感输入和第二电感输出；
第一开关，其联接至第一电感输出；以及
第二开关，其联接至第二电感输出，其中，第一开关与第二开关驱动为反相，第一电感配置为与关于第一开关的第一电容谐振，并且第二电感配置与关于第二开关的第二电容谐振。
2.根据权利要求1所述的谐振放大器，其中，第一开关的第一端子和第二开关的第一端子联接至电源。
3.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器电路，其进一步包括：
电源，其具有第一输出和第二输出。
4.根据权利要求3所述的谐振放大器，其中，第一输出包括电源的负极输出，第二输出包括电源的正极输出，正极输出并联联接至第一电感输入和第二电感输入。
5.根据权利要求4所述的谐振放大器，其中，负极电源输出并联联接至第一开关的第一端子和第二开关的第一端子。
6.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，第一电感输出并联联接至第一开关的第二端子和第一外部电容。
7.根据权利要求6所述的谐振放大器，其中，第二电感输出并联联接至第二开关的第二端子和第二外部电容。
8.根据权利要求4所述的谐振放大器电路，其中，负极电源输出进一步并联联接至第一外部电容和/或第二外部电容。
9.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，第一电容包括在第一开关的第一端子与第二端子之间的第一电容值，第二电容包括在第二开关的第一端子与第二端子之间的第二电容值。
10.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器，其中，第一电容包括第一开关的固有电容，第二开关电容包括第二开关的固有电容。
11.根据权利要求10所述的谐振放大器，其中，固有电容是第一开关的漏极-源极电容和第一开关的栅极-漏极电容。
12.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，第一电容进一步包括第一外部电容和/或第二电容进一步包括第二外部电容。
13.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器，其中，第一开关和第二开关分别包括场效应晶体管。
14.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，第一开关和第二开关分别包括：高电子迁移率晶体管HEMT、氮化镓GaN HEMT、砷化镓GaAs HEMT、双极型结晶体管BJT、绝缘栅双极型晶体管IGBT、结栅场效应晶体管、晶闸管、金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、碳化硅SiC MOSFET、硅Si MOSFET、二极管和/或可控硅整流器。
15.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其进一步包括：
负载，其跨接第一开关和第二开关。
16.根据权利要求15所述的谐振放大器，其中，负载包括多个负载，电源的输出联接至多个负载中的至少一部分。
17.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其进一步包括：
负载匹配电路，其联接至第一电感输出和第二电感输出。
18.根据权利要求17所述的谐振放大器，其中，负载匹配电路进一步联接至至少一个阻隔电容。
19.根据权利要求16所述的谐振放大器，其中，负载匹配电路包括至少一个电感、至少一个电容和/或至少一个变压器。
20.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其进一步包括：
整流器电路，其配置为向负载提供直流输出。
21.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其进一步包括：
第一阻隔电容，其具有第一阻隔输入和第一阻隔输出，其中，第一阻隔输入至少联接至第一开关，并且第一阻隔输出联接至负载；和/或
第二阻隔电容，其具有第二阻隔输入和第二阻隔输出，其中，第二阻隔输入至少联接至第二开关，并且第二阻隔输出联接至负载。
22.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，第一电感和/或第二电感分别包括变压器。
23.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器电路，其中，第一开关和第二开关驱动为反相180度。
24.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器，其中，谐振放大器电路包括并联和/或串联连接的谐振放大器电路的阵列。
25.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器，其中，所述第一开关包括多个第一开关。
26.根据权利要求25所述的谐振放大器，其中，多个第一开关共享配置为使多个第一开关同时接通和/或关断的公共时钟。
27.根据前述权利要求中的任一项所述的谐振放大器，其中，所述第二开关包括多个第二开关。
28.根据权利要求27所述的谐振放大器，其中，多个第二开关共享配置为使多个第二开关同时接通和/或关断的公共时钟。
29.根据前述权利要求中任一项所述的谐振放大器，其中，所述第一开关包括多个第一开关，所述第二开关包括多个第二开关。
30.根据权利要求29所述的谐振放大器，其中，所述多个第一开关中的一个开关和所述多个第二开关中的另一个开关共享一个时间间隔，其中，在所述时间间隔的第一部分期间，所述多个第一开关中的一个开关选通为接通和关断，然后在所述时间间隔的第二部分期间，所述多个第二开关中的另一个开关选通为接通和关断。
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