CN107078629B - 有源缓冲器 - Google Patents

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Abstract

本发明一般涉及用于功率变换器的相脚的切换单元和控制功率变换器来驱动负载的方法，并且更具体地涉及多个这样的切换单元、用于功率变换器的相臂、功率变换器相脚，涉及用于驱动负载的功率变换器，以及制造功率变换器的方法。用于功率变换器的相脚的切换单元可以包括：用于传导用于驱动负载的电流的功率开关；与所述功率开关并联耦合的换向路径，所述换向路径包括串联耦合的单元电容器和辅助开关，所述辅助开关被配置为允许控制所述换向路径的导通状态；以及耦合到所述功率开关和所述换向路径的耦合部的单元电感器，其中所述切换单元包括用于接收控制信号的至少一个控制输入线，所述至少一个控制输入线被配置为驱动所述功率开关的控制端子和所述辅助开关的控制端子。

Description

有源缓冲器
技术领域
本发明一般涉及用于功率变换器的相脚的切换单元和控制功率变换器来驱动负载的方法，并且更具体地涉及多个这样的切换单元、功率变换器的相臂、功率变换器相脚，涉及用于驱动负载的功率变换器，以及制造功率变换器的方法。
背景技术
宽带隙(WBG)功率半导体器件正在接近某些功率电子变换器应用中的商业采用点。它们具有比硅更大的带隙，引起增加的击穿电场强度和增加的最大结温。
对于给定的击穿电压，增加的电场强度导致较窄的漂移区域；这可能产生的优点是，例如：(i)降低导通状态电压降(针对归一化区域的电阻)，从而降低传导损耗；和/或(ii)更快的切换，从而降低切换损耗。增加的运行结温也是潜在的益处，尽管现有的器件封装在典型的可变负载条件下不能承受由此造成的严重的温度循环。
虽然减少的传导损耗可能是最直接的益处，但是大大增加的切换速度(并且因此降低的切换损耗和/或增加的功率变换器切换频率)通常只有在换向电感从在基于IGBT的变换器中发现的典型电平大大降低时可以被利用。使用击穿电压为例如1200或1700V的功率器件，对于低压变换器(例如，690V ac电源)，这可能在30nH的区域内。实际上，即使现有的IGBT有时也必须放慢到足够降低电感电压过冲电平；使用WBG器件(例如，具有相同额定击穿电压的SiCMOSFET)直接代替这些器件通常需要实现相同的切换速度，这可能导致WBG器件切换损耗的显著增加，这可能使其采用毫无意义。
为了利用WBG器件的潜力，可以考虑开发具有非常小的换向电感(优选地小于几个nH)的开关电路，以允许快速切换发生，而不会导致大的电压过冲。然而，这样的副作用可能是非常快的di/dt和dv/dt切换边缘，后者也是在电机驱动中采用的问题。此外，由于所需的高度紧凑的布局，在现有的几千瓦以上的变换器设计中，非常小的换向电感可能是并不能够实现的。
因此，如果在高功率变换器(例如，100kW及以上)中采用WBG器件，则需要应对现有的换向电感并递送符合现有IGBT切换的明显的dv/dt的能力。此外，为了帮助市场的采用，这些器件将优选地能够在类似于当前使用的封装(例如EconoDual/Pack(TM)、PrimePack(TM)、HPM)中使用，以避免在变换器设计中必须完全从零开始。
功率变换器领域继续提供对切换拓扑的需求，切换拓扑可以例如允许更大的能量效率、改进的可靠性、更低的成本、紧凑的设计、标准功率变换器封装的适用性、快速和/或低切换损耗操作(例如在存在到外部电容器的相对大的电感的情况下)、增加的功率变换器切换频率、较低的传导损耗、高的最高操作温度、高的DC供电电压，例如相对于功率切换器件击穿电压，降低的电压过冲、对具有绕组的电感负载(例如电机)改进的保护等。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种用于功率变换器的相脚的切换单元，所述切换单元包括：功率开关，用于传导用于驱动负载的电流；串联连接部，包括串联耦合的辅助开关和单元电容器，该串联连接部与所述功率开关并联耦合；以及耦合到所述功率开关和所述串联连接部的耦合部(coupling)的单元电感器，其中所述切换单元具有换向环路以传导由所述功率开关的断开引起的换向电流，所述环路包括：第一旁路电路，用于阻断电流在一个方向上流动并且与所述功率开关并联耦合以在另一个相反方向上传导所述换向电流；第二旁路电路，用于阻断电流在一个方向上流动并且与所述辅助开关并联耦合，以在另一相反方向上传导所述换向电流；以及所述单元电容器，并且其中所述切换单元包括用于接收控制信号的至少一个控制输入线，所述至少一个控制输入线被配置为驱动所述功率开关的控制端子和所述辅助开关的控制端子。
有利地，一个或多个这样的切换单元可以设置在功率电路中，代替功率开关模块(通常是包括功率开关的封装，在某些情况下也是换向二极管)。例如，这样的切换单元可以代替诸如ac-dc整流器、dc-ac逆变器或ac-ac或dc-dc电平转换器的功率变换器的功率开关模块。单元电感可以将切换单元从相邻的电路(例如，相邻的切换单元)解耦，使得与功率开关和/或辅助开关的切换有关的换向电流可以基本上限制于切换单元的换向环路。这种换向环路可能面积小和/或其电感低，这在实施例中有利于允许至少功率开关的快速切换。在多个单元耦合在一起的情况下，例如在单元的一个或多个行和/或列的并联和/或阵列的情况下，与所有单元的功率开关和/或辅助开关的切换有关的总换向电流可以被认为是分布在多个单元的换向环路之间。例如在这种阵列的列中的串联单元可以被认为共享电压。这可以提高可靠性和/或增加跨阵列的最大可允许电压。
为了减少杂散电感，可以使用类似于带状线的耦合线来至少将单元的单元电容器以及功率和辅助开关耦合在一起，优选地也将旁路电路耦合在一起。(类似地，这种耦合线(一个或多个)可以用于形成其它导体，例如，电源轨、到负载的相位输出连接)。任何这样的耦合线(一个或多个)可以是/包括层叠母线，其通常类似于带状线，但是可以不包含接地层。母线(一个或多个)可以包含并联的薄分离的导体，以在DC供电轨之间产生低换向电感。至少耦合单元电容器和功率和辅助开关的带状线的环路可以允许宽导体并且在它们之间具有小的间隔。这可能有利于减少换向环路电感。
此外，例如当被倍增以构成串联和/或并联单元阵列时，切换单元(一个或多个)可以容许利用具有快速切换能力和/或低切换损耗的器件。有利地，切换单元的功率开关是宽带隙器件，例如包括具有至少3eV的带隙的半导体材料。这种材料可以包括例如SiC或GaN。在实施例中，这可以通过小的换向环路和因此小的换向电感来实现，以用于传导功率开关的换向电流。通过使用WBG器件能够实现的另外的或替代的优点包括例如较高温度的操作。
每个单元的单元电容器可以确保单元支持预期电压，例如等于由这种切换单元的串联和/或并联连接(例如阵列)中的其它单元所支持的电压。因此，可以实现单元之间良好的电压和/或电流共享。因此，实施例可以允许改善的功率耗散分布、热性能、可靠性和/或紧凑性等。电容器的充电可以通过辅助开关的控制来确定。辅助开关优选地(即可选地)被控制，以允许仅在功率开关断开时电荷向/从电容器流动。控制输入线(引脚、轨道和/或导线等)可以接收至少一个控制信号以切换功率和辅助开关中的任一或两者。具体地说，所述控制端子驱动输入线可以被配置为基本上(例如，精确地或以小的延迟)同时将功率开关和辅助开关中的一个导通，并且将功率开关和辅助开关中的另一个断开。例如，功率开关和辅助开关中的一个可以包括n型器件，而另一个可以包括p型器件，然后可以将切换单元配置成根据共享的控制信号来控制功率开关和辅助开关的切换。有利地，单个栅极驱动电路然后可以用于切换单元的功率开关和辅助开关。
优选地，功率和辅助开关的切换是互补的。在实施例中，当相同单元的辅助开关被导通(断开)时，功率开关被断开(导通)。这可以允许跨两个开关的电压之和等于单元电容器电压。在实施例中，允许两个开关同时导通可能冒着使单元电容器短路的风险。此外，当在实施例中，功率开关切断时，辅助开关优选地被导通，以便用单元电容器来钳制功率开关电压。
考虑到通过至少一个控制信号来基本同时导通功率开关和辅助开关中的一个以及断开功率开关和辅助开关中的另一个，优选地，在将开关中的一个断开和将另一个导通之间存在小的延迟。这可能被认为是“停滞时间(dead-time)”并且可以降低直通的风险，这就是断开的开关到另一个开关导通时没有完全完成断开，从而导致通过开关的短持续时间的短路电路。这种直通电流最多可能在器件中导致另外的功率损耗；最坏可能会破坏器件。因此，停滞时间持续时间取决于器件的切换速度。即使在快速WBG切换单元中也可能需要。停滞时间可以是例如小于5us、3us、2us或1us，优选在350和750ns之间。然而，停滞时间可能取决于切换速度；例如对于WBG器件(一个或多个)，停滞时间可能仅为例如20-30ns；然而，例如对于基于IGBT的变换器设计，其可能高达例如10us。
旁路电路通常可以允许换向电流绕开开关，从而允许换向电流围绕切换单元流动。第一和第二旁路电路中的至少一个可以包括二极管。二极管可以被称为换向二极管、钳位二极管、续流二极管等。二极管优选地(即，可选地)与对应的开关反向并联，以便通过二极管在向前的方向上传导换向电流并阻断反向电流。二极管可以是对应的开关(功率或辅助)的本征二极管或者非本征的，通常跨开关耦合的分离的部件。非本征二极管可能是不必要的，例如因为功率或辅助开关优选地通过开关的本征(例如，体)二极管允许反向电流。
因此，在电压尖峰的情况下，每个开关可以被对应的旁路电路保护。这样的尖峰可能例如由于多个功率开关之一的切换事件而跨电感器(例如，切换单元的单元电感器、耦合到切换单元的其他切换单元的单元电感器(一个或多个)、包括切换单元的电路的杂散电感和/或负载电感)发生。
功率开关和串联连接部之间的耦合优选地是直接耦合，例如仅涉及导线、轨道、端子和/或连接器，或者可以包括一个或多个非本征电路部件，诸如电阻器、电容器等。
如上所述，可以例如在单元的阵列(例如，功率变换器相脚的每个相臂的一个阵列)中设置两个或更多个切换单元。多个切换单元可以包括切换单元的至少一个串联连接部，其中所述至少一个串联连接部的每个所述切换单元通过所述单元电感器耦合到相邻的所述切换单元。一个切换单元的单元电感器然后可以将切换单元从相邻的单元解耦，有利地使得切换单元的换向环路解耦。切换单元的任何这种串联连接部的第一和/或最后切换单元可以优选地经由其单元电感器被直接耦合到电源轨或输出线，例如功率变换器相脚的相输出。(因此，第一或最后切换单元可能缺少单元电感器，使得换向环路直接耦合到电源轨或输出端)。至少一个切换单元可以与单元的所述串联连接部的所述切换单元并联耦合。因此，可以形成二维的单元阵列。优选地，这样的并联连接通过在彼此的端部连接到对应的单元的功率开关和串联连接部的耦合部的并联单元的单元电感器的端部之间提供电连接，并且在单元的功率开关和串联连接的其他耦合部之间提供电连接来实现。
切换单元的每个这样的串联连接部可以允许多个单元具有比单个切换单元更高的额定总电压。类似地，例如通过多个并联的串联连接部和/或各跨串联连接部的相应切换单元直接耦合的切换单元的切换单元(一个或多个)的并联耦合，可以允许所述多个单元具有比单个切换单元和/或单个串联连接部更高的总额定电流。
至少多个切换单元(例如，阵列或串联和/或并联切换单元)的功率器件可以将相似的有源管芯面积占用到具有相同额定电压和/或电流的单个器件和/或标准相臂(在实施例中忽略了对于管芯边缘周围的电压终止端可能存在的任何保护环)。例如，对于垂直功率MOSFET，比表面积(Ron，sp，以ohm-cm2为单位)通常与击穿电压的平方(即VBR 2)成比例。如果说电阻器件上1200V，10mOhm(毫Ohm)由面积1cm2形成，则因此比表面积为10mOhmcm2。具有相同设计类型的600V器件具有等于10mOhmcm2×(600/1200)2的Ron，sp，即能够用0.25cm2实现10mOhm。如果将600V器件串联放置以得到1200V开关，则这总共给出具有0.5cm2，1200V能力的2×10mOhm器件。因此，使用例如4个芯片，两个这样的串联连接可以总共给出10mOhm，例如4×0.25cm2＝1cm2。换句话说，这种1200V/10mOhm器件占用1cm2，而不管其是由一个1200V器件还是串联的600V器件形成。该类比可以延伸到任何垂直FET器件，例如HEMT或MOSFET。(相反，诸如IGBT或二极管的双极型器件具有不同的I-V特性，包括导通状态电压降)。对于侧向HEMT(例如侧向GaN HEMT)，通常Ron，sp类似地与击穿电压的平方(即，VBR 2)成比例。因此，相同的原理可以适用于垂直MOSFET，即对于相同的导通电阻，串联以实现所期望的阻断电压的多个器件可以占用与一个器件基本上相同的面积。因此，优选地，在实施例中，多个切换单元中的至少一些(优选全部)包括垂直FET器件或侧向HEMT或功率开关，以及可选地还包括辅助开关。
如上所述，至少一个所述功率开关可以包括宽带隙半导体器件，其可以是双极型或基于场效应的。例如，WBG器件可以基于碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)，例如SiC MOSFET或GaN HEMT。另外或替代地，辅助开关是这样的WBG器件。优选地，至少一个(优选全部)单元的功率和辅助开关两者都是WBG器件。另外或替代地，单元的功率和/或辅助开关中的任何一个或多个可以包括例如以IGBT、MOSFET、HEMT、BJT、JFET、GTO(栅极断开晶闸管)或GCT(栅极换向晶闸管)等形式的非WBG器件。每个功率开关的低电感换向环路可以类似地允许改进的操作，诸如当使用非WBG器件时更快的切换或减少的功耗。
至少一个所述切换单元的辅助开关可以物理上小于切换单元的功率开关；例如，其可以具有较小的半导体面积和/或较小的封装体积和/或占地面积。另外或替代地，辅助开关可以具有比功率开关更低的额定功率。可能是这样的情况，例如，辅助器件通常仅在包括多个单元的电路的输出斜坡(例如，阶梯)通过边缘时承载电流，而功率开关可以在相脚输出处于稳态和/或相臂处于其相应的完全导通和完全断开状态(在实施例中功率或辅助开关全部导通，例如，相脚输出分别被认为处于DC+或DC-电位的“高”或“低”状态)，和/或在相脚输出在中间(部分导通)状态之间变化时承载电流的情况。
优选地，切换单元中的至少一个具有与切换单元的单元电感器并联的电阻器。这种电阻器可以抑制由于单元、杂散和/或负载电感(一个或多个)和/或诸如单元电容(一个或多个)和/或DC链路电容器的电容而产生的振荡。
可以提供至少一个驱动电路来驱动所述切换单元的功率开关的控制端子和辅助开关的控制端子中的至少一个。驱动电路可以被配置为从切换单元抽取功率。例如，驱动电路可以从切换单元的所述单元电容器抽取功率。另外或替代地，栅极驱动可以经由电感耦合从单元电感器得到功率。任何这样的布置可以允许更紧凑和/或更不复杂的电路，例如不需要针对每个切换单元，将外部电源轨变换和/或连接到适当电压。
考虑到具体应用，功率变换器可以包括至少一个相脚(例如半桥电路)，包括耦合以提供用于驱动(通常为电感)负载的相输出的两个相臂。一个或多个这样的相臂(优选地例如半桥相脚的两个臂)可以包括多个切换单元。任何这样的相输出可以进一步包括滤波器来减少或滤除高dv/dt分量，例如为了保护诸如电机的电感负载的绕组。
因此，可以提供一种用于驱动负载的功率变换器，该功率变换器包括如上所述的至少一个功率变换器相脚，每个所述相脚具有用于驱动所述负载的相输入的输出线。优选地，功率变换器还具有链路电容器，其可以被称为存储电容器或DC链路电容器。所述相脚和链路电容器两者/每个相脚和链路电容器优选地耦合在第一电源轨和第二电源轨之间。
实施例的功率变换器可以是多电平变换器，例如被设计为提供三个或更多个电压输出电平，而不仅仅是在低和高输出状态之间摆动(如对于方波输出)。在提供足够的输出电平的情况下，功率变换器输出可以提供成形的输出电压分布图，诸如斜坡或正弦波输出。
优选地，使用多个切换单元的功率变换器具有至少为600V(例如，高达6.5kV)的额定输出电压，和/或至少为50A(例如，高达3.6kA)的额定电流。
可以通过用如上所述的多个切换单元代替至少一个功率开关来制造(例如升级)功率变换器。例如，功率变换器可以原本包括具有至少一个功率开关模块(诸如IGBT模块)的相臂。该相臂可以由包括如上所述的切换单元的相臂代替。例如，相臂的唯一IGBT可以由1维或2维的切换单元阵列代替。优选地，代替相臂的至少一个切换单元包括宽带隙半导体器件(一个或多个)作为切换单元的功率和/或辅助开关。
类似地，要制造/升级的功率变换器可以包括具有导通缓冲器和至少一个GTO模块的相臂。缓冲器和/或GTO模块(一个或多个)可以用具有如上所述的切换单元的相臂代替。所述/每个GTO模块可以包括GTO并且优选地还包括与GTO并联的换向二极管。如果换向二极管与GTO并联存在，则二极管可以被重新用作切换单元的旁路电路之一，例如与功率开关反向并联。
根据本发明的另一方面，提供了一种控制功率变换器来驱动负载的方法，所述功率变换器具有耦合在两个电源轨之间的相脚，所述相脚包括两个臂，每个臂具有多个切换单元，所述臂耦合在所述变换器的输出端，其中每个所述切换单元包括：用于传导用于驱动负载的电流的功率开关；包括串联耦合的辅助开关和单元电容器的串联连接部，该串联连接部与功率开关并联；以及耦合到所述功率开关和所述串联连接部的耦合部的单元电感器，其中所述切换单元具有换向环路以传导由所述功率开关的断开引起的换向电流，所述环路包括：第一旁路电路，用于阻断电流在一个方向上流动并且与功率开关并联耦合以在另一个相反方向上传导所述换向电流；第二旁路电路，用于阻断电流在一个方向上流动并与辅助开关并联耦合，以在另一个相反的方向上传导所述换向电流；以及所述单元电容器，并且所述方法包括至少一个步骤，所述至少一个步骤将一个所述臂的第一数量的切换单元导通，并且将另一个臂的第二数量的切换单元断开以提升所述变换器的输出端的电压分布图并且跨所述相脚保持电压，所述将切换单元导通包括使所述切换单元的功率开关导通和使所述切换单元的辅助开关断开，其中所述第一数量和所述第二数量为一个或多个。
因此，跨相脚的总电压可以保持基本(例如，精确地)恒定，而沿着电压分布的阶梯增加或减少(例如过渡到(例如，如上所述的“低”或“高”相脚输出状态的)最终(例如，相臂的完全导通和断开状态)电压)发生在输出线(例如，导线、轨道、连接器和/或引脚)上。电压分布图可以是例如方波，并且阶梯(一个或多个)可以允许臂的完全导通/断开状态(例如，如上所述的“高”和“低”状态)之间的边缘/过渡根据需要发展，例如，平滑和/或圆化。优选地，(如上所述的一个和另一个臂的切换单元的)第一和第二数量是相同的。
任一/两个臂的至少两个所述切换单元可以并联耦合，所述方法包括例如使用相应的控制信号在不同时间切换所述并联单元，或以其他方式并联的开关可以通过共享或相应的同步控制信号一起切换。
每个所述臂可以包括具有数量NS的行和数量NP的列的所述切换单元的阵列(不一定具有网格布局)，其中数量NS和NP是一个或多个(并且可以或可以不相等)，其中每个所述列包括耦合在所述电源轨和变换器输出之间的所述切换单元的串联连接部，其中所述方法包括小于或等于NS×NP的所述阶梯以生成所述电压分布图。不同的行可以具有不同的NP值。输出端的电压分布图优选地在一个所述电源轨的电压和另一个所述电源轨的电压之间变化。在这种实施例中，在辅助开关中只可能引发切换损耗。
在任一或两个臂中切换单元以提供阶梯(一个或多个)的顺序可以确定电压分布图的形状。因此，为了限制例如相位输出上的电压的变化率，该方法可以包括根据电压分布图过渡(例如，方波边缘)的(优选期望的最大)dv/dt值来确定切换单元的切换点火模式。
优选实施例在随附的从属权利要求中限定。
优选实施例的上述方面中的任何一个或多个和/或上述可选特征中的任何一个或多个可以以任何排列组合。此外，上述方法中的任一项可以设置为对应的装置，反之亦然。
附图说明
为了更好地理解本发明并且示出如何实施本发明，现在将通过举例的方式参考附图，其中：
图1示出了三相逆变桥的简化表示。DC链路电压VDC可以通过跨其连接适当大的电容CDC(未示出)来加强。每对器件(T1和T4、T3和T6、T5和T2)被称作相脚或半桥腿。这里针对T1-T6示出了IGBT，但是可以由例如BJT、JFET、MOSFET、HEMT和/或GTO/GCT代替。；
图2示出了用于在电感电阻负载中生成正弦负载电流的PWM的示例，针对一个相脚示出。下面的绘图是上面的绘图的放大部分；
图3示出了切换单元构思的实现，其可以具有通过紧凑布局实现的非常低的杂散电感；
图4示出了单元和DC链路电容器经由连接电感的相互作用。
图5示出了硬并联切换单元之间的电感，其可能引起单元之间的振荡和/或潜在的电流共享不平衡；
图6示出了示例有源缓冲器器件模块(例如，功率变换器)的基本原理图。该模块例如仅示出为包括相脚，该相脚包括下相臂和上相臂，该相脚耦合在第一电源轨DC+和第二电源轨DC-之间。关于所示包括具有单元电容器和AUX开关的串联连接部的单个切换单元，注意，单元电容器和辅助(“AUX”)开关可以被在切换单元中转置。单元的功率开关被标记为“MAIN(主)”开关。第一和第二旁路电路分别以跨MAIN开关和AUX开关的二极管的形式示出。控制输入线(一个或多个)(未示出)可以耦合到主开关的栅极端子和/或辅助开关的栅极端子，即使优选地经由驱动电路(未示出；例如，栅极驱动器单元GDU-参见图8)。得到的相输出方波，也如图6所示，可以具有与常规半桥器件模块中的频率相同的频率。负载可以直接连接到相位输出端(即使通过例如可能具有显著的杂散电感的连接器、导线、轨道等)；
图7示出了与单元电感器并联连接的阻尼电阻器；
图8示出了采用单个驱动电路(例如，栅极驱动(GDU))用于使用P沟道AUX器件的切换单元。在这种情况下，GDU可以被配置为接收在GDU输入端(未示出)上的单个控制信号。可选的电阻器显示为跨单元电感器耦合；
图9示出了使用有源缓冲器技术的多电平拓扑的示例实现，针对3电平相脚示出。具体来说，(i)左上-中性点钳位型1(I型或二极管钳位型)；(ii)右上-电容器钳位型(或飞行电容器)；(iii)底部-中性点钳位型2(T型或中性点导频型)，其中“+”和“-”分别表示单元的正负端，即主开关漏极和源极，和/或相臂的正负端；
图10示出了针对dv/dt控制和/或EMI降低的边缘轮廓的示例。左上：使用不同的步进率的三个不同的dv/dt斜率；右上：圆化边缘以降低EMI。下面：加到相位输出端的dv/dt滤波器；
图11示出了使用有源缓冲器技术的IGBT的串联连接的示例；
图12示出了应用有源缓冲器来用IGBT代替GTO的示例。这可以容许用IGBT调解大的杂散电感(相脚和主DC链路电容器之间)，在实施例中，避免IGBT上的大的电压过冲，和/或保持快速的IGBT切换速度。左图：原始GTO相脚(示出Undeland缓冲器)，右图：使用两个有源缓冲器切换单元的代替IGBT相脚；以及
图13示出了控制功率变换器来驱动负载的示例性方法，该功率变换器具有耦合在两个电源轨之间的至少一个相脚，该相脚包括两个臂(1，2)，每个臂具有多个切换单元，臂耦合在变换器的输出端。每个臂中的A、然后B、然后C切换单元的切换(B、C的步骤可以省略或用D、E等的步骤补充)可以允许建立诸如方波的斜坡和/或过渡的输出电压分布图。
具体实施方式
如在实施例中实现的有源缓冲器构思可以被认为是优选地(即可选地)允许切换单元的串联和/或并联操作的蜂窝构思。它可以能够适用于宽带隙(WBG)器件，并且因此有可能便利其在功率变换器中的采用。
为了帮助理解有源缓冲器构思，我们首先考虑电感(硬)切换。
在绝大多数功率变换器中，使用诸如BJT、IGBT、MOSFET、JFET、GTO或HEMT的功率半导体切换器件，从固定DC电源(例如，电容器组)生成方波电压。该方波被施加到电感电阻负载以生成相对平滑的电流，无论是AC还是DC。通常，在所使用的切换频率下，负载将大多呈现电感性，因此其中的电流可能只响应于方波的平均值。见图1为三相逆变桥的简化表示，其中图2示出了单相脚的典型电压和电流波形(正弦PWM)。
当有源切换器件(Tx)断开时，流过负载的电流由于其电感特性而继续流动。因此，相脚的相对侧的续流二极管(Dx)导通，以提供到相对的DC供电轨的电流路径。当切换器件重新导通时，续流二极管断开。
在开关事件中，相脚中的上和下器件之间的换向导致切换损耗，因为在小的时间段内，高电压和电流两者都存在一个或两个开关中。该时间段越长，每个切换事件耗散的能量就越大。平均切换功率损耗只是切换能量损耗(导通和断开)乘以方波切换频率。这形成了来自桥的功率损耗的重要部分，另一部分是传导损耗(随着电流在导通状态下流动，跨每个开关的电压降)。
如上所述，在开关事件中的器件之间的电流换向率(di/dt)对切换损耗有明显的影响。此外，它会导致由换向环路电感引起的潜在损坏电压过冲。该换向环路包括DC电容、续流二极管、有源切换器件和连接这些部件的导体。这种换向环路的电感(经常被称为杂散电感或换向/环路电感)由导体包围的环路面积(例如，长度乘以间隔)确定。每个部件(电容器、二极管、开关)都有自己的内部电感，其中导体被设计成在其顶部上添加最小的附加电感；可以在切换器件和DC电容之间使用层叠母线来实现。
在任何功率变换器设计中，通常在切换速度(因此切换能量损耗)和DC链路(供电)电压之间存在权衡：随着切换速度增加，降低切换功率损耗，由杂散电感引起的电压过冲增加，因此在DC线路电压和器件(例如，二极管和开关)击穿电压以上需要更多的净空(headroom)。降低杂散电感是期望的，以在最小化切换功率损耗的同时最大限度地利用DC链路电压。
功率变换器中使用的传统硅(Si)器件是用于低电压应用(通常为高达600V的击穿电压)的MOSFET和用于高于此值的电压(在600V-6500V范围内的击穿电压)的IGBT。IGBT比MOSFET切换更慢(因此具有更大的切换能量损耗)，因为IGBT是双极型器件，而MOSFET是单极型器件；然而，600V通常是如下的点：高于所述点，MOSFET传导损耗可能会过度地支配整体功耗，使得IGBT通常是高于该额定电压的器件选择。
与Si器件相比，宽带隙器件(例如碳化硅(SiC)MOSFET和氮化镓(GaN)HEMT)具有大大降低传导和切换损耗两者的潜力。这些半导体材料具有低得多的特定导通电阻，对于Si的可比较的器件，每单位面积产生降低的传导损耗。此外，由于其增加的电场强度，诸如SiCMOSFET的单极器件(利用其快速切换特性)原则上最高可以竞争到比Si MOSFET高得多的额定电压。因此，变换器的具体功率损耗降低，从而允许更大的功率密度(对于相同的额定功率，尺寸更小)和/或切换频率大的潜在增加。后者是潜在有利的，因为它可以减少变换器的其余部分(诸如电感器、电容器和电阻器)的尺寸、成本和/或损耗。
然而，宽带隙器件在传统变换器中的应用并不简单。例如，如果诸如SiC MOSFET或GaN HEMT的WBG器件替代现有的IGBT，则与WBG器件的高切换速度相耦合的典型的杂散电感(几十nH)导致大的di/dt率并因此导致大的电压过冲。这种电压过冲在现有的基于IGBT的变换器中已经是一个问题，因此将di/dt增加5-10倍可以使得电压过冲高到足以限制电流和/或破坏器件。使WBG器件的切换放慢减少了这一点，但可能将切换损耗增加回到Si IGBT典型的先前值，从而使WBG的任何益处无效。
鉴于上述情况，WBG器件的成功利用可能取决于大大减少换向环路的杂散电感，从而容许增加切换速度(从而大大降低切换损耗)以解锁WBG技术的益处。
在这方面，我们现在考虑切换单元构思。
紧凑型切换单元可以从快速WBG功率半导体器件中提取最大性能。单元可以包括或者是单相脚(即上和下切换器件)以及局部单元电容器。局部单元电容器不能代替主DC电容器，而是可以为器件切换提供低电感换向路径。这在图3中更详细地示出。
可以通过实现物理上小的单元来实现非常小的换向(环路)电感，其中尽可能地将导体优选地布置在带状线布局中以最小化环路面积。为了实现小的物理尺寸，切换单元优选地具有低额定电流(例如，几十安培)和低额定电压(例如，几百伏特)；否则导体和绝缘距离可能变得太大，从而使得单元物理上很大。增加的额定电压的另一个缺点是对于相同的电容值单元电容器可能变得物理上更大。
用于切换单元环路电感的值可以在0.5-5nH的范围内。即使在与宽带隙器件相关联的断开时具有非常快的di/dt率，也可以实现诸如5％或更低的电压过冲值(相对于断态电压)。因此，使用紧凑型切换单元可以允许与高DC电源电压组合的非常低的切换损耗(相对于器件击穿电压)。
优选地，单元电容器的电容不大(在1-10μP范围内)以便保持小的杂散电感。DC链路的能量存储功能仍由主DC电容器提供；因此，将单元DC电源连接到主DC链路的导体可能与最小化单元电容器和主DC链路电容器之间的相互作用(振荡)有关。
现在考虑将切换单元应用于大功率器件。
为了帮助WBG器件对于更高功率变换器的市场采用，例如使用阻断电压＞600V且额定电流＞50A的电源模块，如果以熟悉的格式封装器件，则具有优势：优选地，在底部具有电隔离基板用于热传导，在顶部具有螺钉端子用于连接到器件功率端子。器件额定值位于和高于1200V和400A的变换器中使用的这种封装的偏差可能会迫使变频器设计者显著修改其逆变桥设计，这可能会对采用造成障碍。600V和50A的限制可能在单个单元的范围内，而不会使单元杂散电感太大。
对市场采用的另一个帮助当然是低成本。
当在切换单元和DC链路电容之间进行主DC连接时，这种连接的电感是令人感兴趣的。即使从精心设计的现有器件模块通过层叠母线的低电感连接也可能呈现大约30nH的环路电感(例如，对于使用1200或1700V器件的大功率变换器)；因此，这可以被认为是在单元电容器和主DC链路电容器之间的电感的合理值。假设DC链路电容器可以是1mF及以上的量级，则在切换事件期间其电压可能是有效地恒定的。因此，所产生的振荡可能在单元电容器和单元与DC电容器之间的电感之间，并且该振荡优选地被适当地阻尼以减少/避免过冲和振铃(后者是电磁干扰(EMI)的问题)。图4更清楚地示出了这一点。
对于50A以上的额定值，可以考虑简单地并联单元并同时切换它们。然而，并联的单元除了先前在单元和DC链路电容器之间(即在通过单元输出电感和DC连接电感的并联切换器件之间)识别的振荡之外还具有其他振荡模式。这类似于IGBT模块内的并联芯片，其中芯片间振荡和/或动态电流共享可能难以控制。在IGBT模块中，内部栅极电阻可以以切换性能为代价来增加阻尼；由于并联芯片的差分电阻在切换时很高(因为它们处于有源区域，即高电流和高电压)，因此也可以通过阻尼来减小振荡。采用使用WBG器件的许多切换单元可能引起类似的振荡，但没有任何来自另外的栅极电阻的另外阻尼，并且由于器件通过有源区域非常快地切换，因此几乎没有或没有来自差分器件电阻的阻尼。这在图5中示出。
另一个问题可能是器件之间的容限。例如，在器件芯片之间的MOS栅极器件的阈值电压中存在显著变化，这可能通过影响切换同步和/或器件跨导来进一步加剧并联芯片操作。
实现这些振荡模式的高阻尼因子可能取决于与电感串联的高阻尼电阻(这可能由于其功率损耗而不切实际)和/或与电感并联的阻尼电阻(这可能由于电感是分布式的而有困难)。如果增加单元电容，则串联阻尼电阻变得更小；这可能是有利的，因为固有的导体电阻现在可以适用于阻尼，但是大的单元电容可能损害小尺寸的单元。另一个选择是增加电容间电感以使其集总(离散)，使得能够增加阻尼电阻器；然而，这可能仅适用于单个切换单元，因为它可能影响并联切换单元的性能。
此外，如果需要超过600V的额定电压，则使用串联连接的器件或切换单元可以减轻绝缘距离，从而保持低换向环电感。因此，可以使用较低电压构件来实现额定值在3300V及以上的器件，即用于中电压变换器的器件。
在某些应用中，还存在与WBG器件的快速切换速度(即dv/dt)相关的另外问题。由于产生的电流流过其绝缘电容，因此由相脚产生的方波的每个边缘处的电压变化率对于电机和一些电感器通常是问题。逆变器负载(inverter-duty)电机通常可以应对高达3kV/μs的dv/dt值，这高于标准电机(通常为1kV/μs)。然而，即使传统的IGBT可以产生高达7kV/μs，而WBG器件通常也在20-200kV/μs的范围内。因此，WBG器件可能需要dv/dt滤波器，带有相关联的成本、尺寸和/或损耗。另一种选择是使WBG器件的切换速度放慢，但这可能会回到IGBT切换速度，从而消除了WBG器件的任何益处。
因此，期望容许在实际变换器中采用多个切换单元的单元互连拓扑，这样的拓扑优选地：(a)将单元电容器彼此解耦；(b)在并联的切换单元之间故意引入电感以改善电流共享(优选不引入振荡)；和/或(c)降低相位输出端的有效dv/dt，例如降低到传统Si IGBT模块的有效dv/dt。
在这方面，我们现在考虑有源缓冲器构思的具体实施例。
有源缓冲器拓扑的实施例可以克服并联许多切换单元的限制(一个或多个)，同时保持WBG半导体的优点(一个或多个)，例如快速切换速度，从而低的切换能量损耗。基本实施例可以包括在相臂内串联和并联连接的多个切换单元。通常，可以预期诸如图3-5所示的多个切换单元的连接导致单元电容和电感(诸如切换单元、电源轨(一个或多个)、负载内的杂散电感和/或在到负载的相位输出连接(一个或多个)中的杂散电感)之间的不期望的振荡。然而，现在考虑串联和/或并联切换单元。更多细节如下所述；也见图6。
关于拓扑，可以将多个切换单元串联和/或并联地布置在相臂内。连接两个相臂以形成相脚(半桥)：一个臂从相位输出到DC+，另一臂从相位输出到DC-。切换单元可以在相臂内并联连接(参见图6中的水平链路)。另外或替代地，切换单元可以串联连接到子相臂中，在这之后在相位输出端并联连接(省略了水平链路)。
每个切换单元可以包括两个有源控制的开关，每个具有其自己的反向并联二极管(或由开关提供的等效行为)和支持电压VCELL(V单元)的DC单元电容器。功率开关(MAIN(主))和辅助开关(AUXILIARY(辅助)；AUX)以互补的方式进行切换：当MAIN导通时，AUX断开，反之亦然。这可以允许每个切换单元电压Vo在0V和+VCELL的电压之间切换，同时仍然允许电流在任一方向上流动。(注意，可以实现小的“停滞时间”时段来延迟主和/或辅助开关导通，以避免直通传导；该时间可能取决于器件(开关)的切换速度)。图6更详细地示出了这一点。
可以在一系列步骤中切换切换单元，以在变换器的输出端建立方波电压，如图6所示。相脚的每个臂中的单元可以相反地切换，即互补，例如，当下臂的单元k从+VCELL切换到0V时，上臂的单元号k可以从0V切换到+VCELL。以这种方式，跨相脚的总电压通常恒定在VDC＝NS×VCELL，其中NS＝每个臂中串联的单元数。跨单元电容器的电压在运行期间可以保持大致恒定。
每个切换单元优选地具有称为单元电感器的串联电感。这可以有效地给予单元所切换成的电感负载，从而在实施例中允许单元间达短时间段的电压差而不引入电流的显著变化。换句话说，单元电感器可以：(a)允许硬切换在每个单元中发生；和/或(b)吸收由上臂和下臂中的互补单元之间的定时歪斜引起的伏秒差异。提出基于(例如，通过主DC链路电容器组)期望的外部环路电感的范围来确定(从其计算)单元电感器和/或单元电容器尺寸。考虑到单元分量值如何与外部电感值相关，跨所有单元(对于阵列，等于(Ns/Np)×Lcell(L单元))的组合电感可能具有与实施例的通过DC链路和主DC电容器组的外部环路电感基本相同或更大的幅值。
通常，电源在从相脚到主存储(DC链路)电容器的至少一个连接中可能具有显著的电感。在布置中，可以发现这种电感，例如在从功率开关到电容器组的对应电容器的连接中。外部电感可以是例如30nH的量级。(在变换器实施例中，通过DC链路和DC电容器组的外部电感可能取决于变换器的额定电压：通常，额定电压越大，环路电感越大。对于具有1200或1700V器件的变换器，它可能约为30nH，但对于使用4500或6500V器件的变换器，它可能要高得多(有时＞100nH))。然而，由于这种电感引起的不期望的LC振荡可以通过提供分布式电感(即通过多个切换单元的多个单元电感器)来减小。每个这样的单元电感器可以具有与外部电感相似的电感，例如10nH或30nH。
可以以不同的方式切换并联切换单元，例如：(i)可以同时切换所有并联单元；(ii)可以单独切换并联单元。(这可以应用于任何两个或更多个并联单元，并因此可以应用于实施例的所有单元)。选项(i)通常与如上与向大功率器件应用切换单元所述的硬并联单元不同，因为单元电容器不直接并联连接；单元电感器也可以促进单元之间的电流共享(电感器可以通过提供吸收单元之间的伏秒差异的手段来帮助并联单元的共享。如果单元电容器电压不相同和/或单元切换的定时不相同，该差异就可能发生。通常，在实施例中，电感越大，单元之间产生的电流差异就越小)。选项(ii)可以允许并联单元的交织，从而给出电压阶梯(voltage step)分布的进一步分割，例如阶梯数从NS增加到NS×NP(其中NP是并联的单元数)。
可以控制随着每个切换边缘行进的切换单元的点火模式以平衡单元电容器电压和/或单元电感器电流。(这种点火模式可以对应于实施例的单元(例如诸如可以在NS×NP单元的阵列中找到的串联和并联单元)接通和切断序列。点火模式的每个步骤可以将相脚的一个臂的一个或多个并联和/或串联单元接通并将另一臂的一个或多个这样的单元切断)。在实施例中，单元电压和/或电感器电流可以由局部测量电路监测并传送到中央控制器。中央控制器可以计算均值并将其传送回单元。在实施例中，切换的顺序可以从输出电压分布图的第一边缘(例如，从低到高)改变到第二边缘(例如从高到低，优选地紧接在第一边缘之后)，以便实现这一点。第二边缘可以在第一边缘之后的高持续时间后发生。在提供基本上方波相位输出的实施例中，高(低)持续时间可以取决于该特定切换周期的方波的占空率。
考虑到诸如方波的电压分布图的不同部分期间的开关操作，在相脚的臂的每个切换单元中，只有连接在单元端子之间的MAIN器件可以在输出电压边缘之间的时间(例如，当臂内的所有单元都在0V(即，由于它们的MAIN器件导通，而使得跨它们具有0V)时)期间承载传导电流。与切换单元中的单元电容器串联连接的AUX器件只有当臂的单元斜坡(阶梯)通过边缘时可以承载电流，因为当臂中的所有单元都处于Vo＝VCELL(MAIN器件为断开)时，相位输出端连接到相反极性，即通过另一个臂耦合到电源轨。因此，在实施例中，MAIN器件(一个或多个)可以获悉切换损耗和导通损耗，而AUX器件(一个或多个)可能仅获悉切换损耗。(尽管如果在示例实施例中，相脚输出不会一直摆动到DC轨(Ns×Vcell(V单元))，但是通常仍然存在一个或多个单元，其中辅助开关和单元电容器在两个臂中切换，潜在地引起电流流过这些。这可能分别会导致显著的辅助开关传导损耗和/或显著的单元电容需求)。受到饱和电流和/或热电阻限制，因此AUX器件可以在物理上比MAIN器件小得多。类似地，单元电容器仅通过边缘承载电流，因此也可能很小，从而保持切换单元的小的物理尺寸。每个单元电容器的尺寸可以取决于单元的额定电流和/或电压。例如，1-10uF可能适用于200V的单元电压和/或大约300A的单元额定电流(功率开关，即，主器件)。
前一段的结果可能是AUX器件和单元电容器有效地提供跨切换单元中的主器件缓冲器动作。这导致了术语“有源缓冲器”。
(在实施例中，来自相脚的最大相位输出可能达不到+NS×Vcell和/或-NS×Vcell，例如，在+/-NS×Vcell之间交替(其中NS是相脚的臂中的切换单元的数量，优选地在两个臂中相同)。因此，相位输出可能具有比具有特定NS值(一个或多个)的最大可能的幅度更小的幅度。然而，如果相脚输出不是一直摆动到+NS×Vcell和/或-NS×Vcell，则电流仍然可以流过未被臂中的功率开关(主器件)关断(switched out)的剩余单元电容器，其中对应于那些单元电容器的辅助开关导通。因此，传导电流可能流过辅助开关(这可能导致除了切换损耗以外的导通损耗)和单元电容器(这可能导致需要非常大的单元电容器，以避免单元电容器上的大的电压变化)两者)。因此，优选的操作模式是其中来自相脚的最大相位输出在+/-NS×Vcell之间交替。优选地，相脚输出在输出电压分布图的每个边缘/过渡一直摆动到NS×Vcell，即每个臂中的每个单元切换。
单元电容器优选地例如通过单元电感器彼此隔离且与DC电容器隔离，从而使振荡的机会最小化。因此，可以通过单元电感器，适当可选的连同并联的阻尼电阻器(见图7)和/或通过点火模式来确定相互作用，通常减小相互作用。(注意，阻尼电阻器平均耗散非常少的功率)。单元电感器的值可以例如使得在一个实施例中，跨单元阵列的所有单元(等于(Ns/Np)×Lcell)的组合电感在幅值上等于或大于通过DC链路和主DC电容器组的外部环路电感。关于可选的阻尼电阻器的值，实施例的与每个单元电感器并联的阻尼电阻优选地近似等于：Rcell(R单元)＝sqrt(Lcell/Ccell)。这通常是基于LC振荡的临界阻尼。
一般来说，换向仅在每个单元内发生，因此低电感换向环路可能只需要在每个单元内实现，而不是跨整个臂。
切换单元例如可以由低电压WBG器件组成，尽管实施例不限于使用这种器件。单元的每个单元电容器可以安装在单元中靠近器件(例如，开关和可选的二极管(一个或多个))，潜在地产生非常小的换向环路电感。这可以允许充分快速的切换(例如，对于每个功率开关，即主器件，10纳秒或更少的上升和/或下降次数)来利用高速WBG器件。然而，在实施例中，单元的切换频率将等于方波(PWM)频率。
例如，如果使用FET型器件(例如，功率开关(一个或多个)或辅助开关(一个或多个))，例如，Si或SiC MOSFET或GaN HEMT，则不需要单独的续流二极管。这样的器件可以：(a)具有整体二极管或等效的行为；和/或(b)可用于反向传导模式，例如，如在同步整流中使用。关于(b)，当处于导通状态时，器件可以允许反向电流流过沟道。省略任何续流二极管可以节省封装空间。
在实施例中，因为换向环路电感(并且因此电压过冲)在每个单元内可能非常小，所以单元电容器电压可能非常接近单元切换器件的击穿电压，例如主开关的击穿电压。因此，实施例的DC链路电压可以更接近单元的组合击穿电压(NS×VBR)，其中允许单元电压不匹配，即，其中不是所有的单元电压都相同。这可能导致对于给定的击穿电压有更大的DC链路电压和/或对于相同的DC链路电压有更小的传导损耗。优选地，提供了针对这种不匹配的余量，使得如果实施例的单元稍微误分享(mis-share)电压，则具有最大电压的单元可能不超过主开关额定击穿电压VBR。例如，与如果环路电感为低，则具有约击穿电压的70％的最大DC链路(断态)电压的IGBT相比，实施例然而可以旨在达到例如击穿电压的90％。
每个单元可以具有两个小的栅极驱动，一个用于MAIN器件，一个用于AUX器件。或者，N沟道器件可用于MAIN开关且P沟道器件用于AUX开关，允许使用单个栅极驱动器(参考两个切换器件的源极端子)。这在图8中示出。(P沟道器件通常不用于功率器件，因为它们的电阻由于电子和空穴之间的迁移率差异而约为N沟道器件的电阻的3倍；但是在本应用中，AUX器件的传导特性可能不太感兴趣)。
可以实现合适的通信网络以与相脚模块中的所有单元通信并贯穿相脚模块中的所有单元控制切换模式。
实施例的完整相臂可以被认为等同于常规相脚中的单个开关。因此，基于有源缓冲器拓扑的“单开关”器件(例如，以代替单个IGBT)也可以通过简单地封装相臂来实现。该等效可以另外地或替代地允许使用有源缓冲器拓扑来实现多电平变换器电路(例如，中性点钳位型1和2或电容器钳位型)，参见例如图9。注意，在实施例中，基于有源缓冲器的相臂可以有效地代替多电平相脚中的单个器件，其中相臂类似于常规相臂的单个器件经历互补切换。
为了驱动有源缓冲器实施例的任何功率和/或辅助开关(一个或多个)，优选地可以使用任何方波切换方案，例如：正弦波PWM、空间矢量PWM、三次谐波注入PWM、不连续PWM、滞环控制、滑动模式等。
考虑到单元电感器的存在，可以减轻对在切换单元与主DC链路电容器之间低电感的需要。这可以允许使用常规的功率模块封装，包括螺钉端子。封装电感可能大于传统IGBT模块的电感。
有源缓冲器相脚模块可以被实现在标准相脚器件封装中，例如EconoDual(TM)或PrimePack(TM)。因此，与有源缓冲模块的功率连接将与现有的相脚模块相同：DC+、DC-和相位输出(phase out)。每个模块可以包括两个相臂(上和下)，每个例如包含NS×NP切换单元。每个切换单元可以具有MAIN&AUX器件、单元电容器、单元电感器和优选地适合的栅极驱动。模块优选地还包括栅极驱动通信结构。每个栅极驱动的功率可以从单元电容器(一个或多个)(如果在单元电容器中存在足够的能量存储)和/或从单元电感器(一个或多个)得到，经由隔离电源单独供电和/或从引导器型电路(可能从相邻单元)供电。
相位输出端上的电压分布图的过渡(例如方波边缘)可以由均等于单元电容器电压(或者如果并联单元被交错，则更小)的许多阶梯构成。因此，在一个实施例中，过渡或边缘可以被描绘轮廓以满足用户的要求，例如，不超过1-3kV/us，作为具有绝缘绕组的负载的示例耐受率。然后可以以对切换损耗减小或不影响的方式设置切换边缘的平均dv/dt；这对于例如电机驱动可能是有利的。另外或替代地，可以将非常小的dv/dt滤波器添加到相位输出端，如图10所示，以平滑阶梯式相位输出。(注意，该dv/dt滤波器可能比常规半桥相脚所需要的要小得多，因为滤波器可以只被设计为针对时间Trise/N滤除电压VDC/N，而不是针对时间Trise滤除VDC(Trise是电压分布过渡的总持续时间))。使用这种dv/dt滤波器所产生的功耗可能在1-10瓦特而不是数百瓦特的量级。此外，当相脚开始并完成切换边缘过渡时，切换边缘拐角在一个实施例中可以容易地圆化以减小EMI。这些效果如图10所示。
在单元电容器和/或单元电容器电压相等的情况下，可能存在从DC+到相位输出端和从相位输出端到DC-端子的线性电压梯度。这可以通过最小化为绝缘所留出和/或绝缘占用的空间(例如，爬电距离(creepage)和/或间隙)来帮助有源缓冲器模块的封装。
优选地，所有切换单元耗散相同的功率损耗和/或单元电压和电流被平衡，在这种情况下，跨所有切换单元可能存在均匀的散热。当封装有源缓冲器器件模块时，这可能是有利的。
有源缓冲器技术可以应用于IGBT的串联连接，例如如图11所示。在这种配置中，每个串联连接的IGBT可以有自己的单元电容器、单元电感器和AUX IGBT。然后，有源缓冲器技术可以以与WBG器件相同的方式允许相脚电压阶梯通过诸如方波边缘的电压分布图过渡。再次，单元电感器尺寸可以涉及通过DC链路电容的额外环路电感(例如基于其来确定)。
有源缓冲器技术可以应用于通过IGBT代替在遗留变换器内的栅极断开晶闸管(GTO)。如图12所示，GTO相脚通常具有导通缓冲电感器，以在导通时限制通过晶闸管的di/dt。然后到DC电容器的杂散电感可能不是临界的。通过IGBT相脚(一个或多个)(无缓冲器)直接代替GTO相脚(一个或多个)是一个潜在的问题，因为到DC电容器的剩余杂散电感与IGBT设计所预期的相比可能要大。因此，可以利用有源缓冲器切换单元来应对大的杂散电感，从而避免IGBT上的大的电压过冲和/或保持快速的IGBT切换速度。
无疑，技术人员将会想到许多其他有效的替代方案。应当理解，本发明不限于所描述的实施例，并且包括在随附权利要求的精神和范围内对本领域技术人员显而易见的修改。

Claims (23)

1.用于功率变换器的相脚的切换单元，所述切换单元包括：
用于传导用于驱动负载的电流的功率开关；
包括串联耦合的辅助开关和单元电容器的串联连接部，所述串联连接部与所述功率开关并联耦合；
耦合到所述功率开关和所述串联连接部的耦合部的单元电感器；以及
用于传导由所述功率开关的断开引起的换向电流的换向环路，所述环路包括：
第一旁路电路，用于阻断电流在第一方向上流动并与所述功率开关并联耦合，以在与第一方向相反的另一个方向上传导所述换向电流；
第二旁路电路，用于阻断电流在第二方向上流动并与所述辅助开关并联耦合，以在与第二方向相反的方向上传导所述换向电流；以及
所述单元电容器；
至少一个控制输入线，用于接收控制信号并且被配置为驱动所述功率开关的控制端子和所述辅助开关的控制端子；以及
一组串联的切换单元，所述一组串联的切换单元中的每个切换单元通过单元电感器中相应的一个单元电感器耦合到切换单元中的相邻的一个切换单元。
2.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述第一旁路电路和所述第二旁路电路中的至少一个包括非本征二极管。
3.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述第一旁路电路和所述第二旁路电路包括作为所述第一旁路电路的所述功率开关的本征二极管或者作为所述第二旁路电路的所述辅助开关的本征二极管。
4.根据权利要求1所述的切换单元，还包括控制端子驱动输入线，所述控制端子驱动输入线被配置为同时使所述功率开关或所述辅助开关导通并且使所述功率开关和所述辅助开关中的另一个断开。
5.根据权利要求1所述的切换单元，还包括：与所述一组串联的切换单元中的一个切换单元并联耦合的至少一个切换单元。
6.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述功率开关中的至少一个功率开关包括宽带隙半导体器件。
7.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述切换单元中的至少一个切换单元的辅助开关在物理尺寸上小于另一个切换单元的功率开关。
8.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述切换单元中的至少一个切换单元的辅助开关具有比另一个切换单元的功率开关更低的额定功率。
9.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述功率开关中的至少一个功率开关包括IGBT、MOSFET、HEMT、BJT、JFET、GTO或GCT。
10.根据权利要求1所述的切换单元，其中，所述切换单元中的至少一些中的每一个包括垂直FET器件或者横向HEMT作为所述功率开关。
11.根据权利要求1所述的切换单元，其中所述切换单元中的至少一个切换单元具有与相应的切换单元的单元电感器并联的电阻器。
12.根据权利要求1所述的切换单元，包括：驱动电路，用于驱动所述切换单元中的一个切换单元的功率开关的控制端子或辅助开关的控制端子，所述驱动电路被配置为从所述切换单元中的一个切换单元抽取功率。
13.一种用于功率变换器的相臂，所述相臂包括根据权利要求1所述的切换单元。
14.一种功率变换器相脚，所述功率变换器相脚具有耦合在一起以提供用于驱动负载的输出信号的臂，所述臂中的至少一个臂是根据权利要求13所述的臂。
15.一种用于驱动负载的功率变换器，所述功率变换器包括至少一个根据权利要求14所述的功率变换器相脚，相脚中的每个相脚具有用于驱动相应负载的相位输入的输出线，所述功率变换器还包括链路电容器，至少一个功率变换器相脚和所述链路电容器耦合在第一电源轨和第二电源轨之间。
16.根据权利要求15所述的功率变换器，其中所述功率变换器是多电平变换器。
17.一种制造功率变换器的方法，所述方法包括以下步骤：
获得包括具有至少一个IGBT的相臂的第二功率变换器，并且用根据权利要求13所述的相臂替换具有至少一个IGBT的相臂，根据权利要求13所述的相臂的切换单元中的至少一个切换单元具有宽带隙半导体器件作为切换单元的功率开关。
18.一种制造功率变换器的方法，所述方法包括以下步骤：
获得包括具有导通缓冲器和GTO模块的相臂的第二功率变换器，以及
用根据权利要求13所述的相臂替换所述导通缓冲器和所述GTO模块。
19.一种控制功率变换器来驱动负载的方法，所述功率变换器具有耦合在两个电源轨之间并且包括两个臂的相脚，所述两个臂各自具有切换单元并且耦合在所述功率变换器的输出端，其中所述切换单元中的每个切换单元包括：
用于传导用于驱动负载的电流的相应的功率开关；
包括串联耦合的辅助开关和单元电容器的相应的串联连接部，所述串联连接部与所述功率开关并联耦合；
耦合到所述功率开关和所述串联连接部的耦合部的相应的单元电感器；以及
用于传导由所述功率开关的断开引起的换向电流的换向环路，所述环路包括：
第一旁路电路，用于阻断电流在第一方向上流动并与所述功率开关并联耦合以在与第一方向相反的第二方向上传导换向电流；
第二旁路电路，用于阻断电流在第二方向上流动并与所述辅助开关并联耦合以在第一方向上传导换向电流；以及
单元电容器，
所述方法包括以下的至少一个步骤：将所述臂中的一个臂的第一数量的切换单元接通并将所述臂中的另一个臂的第二数量的切换单元切断，以提升变换器的输出端处的电压分布图，并且跨相脚保持电压，通过将所述切换单元的所述功率开关导通并将所述切换单元的所述辅助开关断开来接通第一数量的切换单元，所述第一数量和所述第二数量是一个或多个。
20.根据权利要求19所述的方法，其中所述两个臂中的臂的切换单元中的至少两个切换单元并联耦合，所述方法包括在不同时间切换并联耦合的切换单元。
21.根据权利要求19所述的方法，其中所述臂中的每个臂包括所述切换单元的具有数量NS的行和数量NP的列的阵列，其中所述数量NS和NP是一个或多个，
每个列包括耦合在所述电源轨中的相应的一个电源轨和所述变换器输出端之间的所述切换单元的串联连接部，以及
所述方法包括小于或等于NS×NP的步骤以生成电压分布图。
22.根据权利要求19所述的方法，其中所述电压分布图在所述电源轨中的一个电源轨的电压和所述电源轨中另一个电源轨的电压之间变化。
23.根据权利要求19所述的方法，还包括以下步骤：
根据电压分布图过渡的导数dv/dt值来确定所述切换单元的切换点火模式。
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