CN107064881A - 用于fmcw雷达的频率调制方案 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于FMCW雷达的频率调制方案。在本文中描述一种用于雷达发射器的方法。根据一个示例性实施例，所述方法包括：产生包括随后的啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中伪随机选择的啁啾脉冲被消隐；以及经由至少一个天线辐射RF发送信号作为雷达信号。

Description

用于FMCW雷达的频率调制方案
技术领域
本发明涉及雷达传感器的领域。特别地，涉及一种用于调频连续波(FMCW)雷达传感器的新颖调制方案。
背景技术
在许多应用中，特别地在无线通信和雷达传感器的领域中，能够发现射频(RF)接收器和收发器。在汽车部门中，存在对所谓的“自适应巡航控制”(ACC)或“雷达巡航控制”***中使用的雷达传感器的增加的需求。这种***可被用于自动地调整汽车的速度以与前面的其它汽车保持安全距离。
如在使用电子电路的许多应用中，能耗和热耗散也可能是雷达传感器的问题，所述雷达传感器被用于测量存在于雷达传感器的“视场”中的物体(所谓的雷达目标)的距离和速度。现代雷达***利用高度集成的RF电路(单片微波集成电路，MMIC)，所述高度集成的RF电路可在单个封装(单芯片收发器)中并入雷达收发器的RF前端的所有核心功能。这种RF前端通常特别包括压控振荡器(VCO)、功率放大器(PA)、混合器和模数转换器(ADC)。作为在集成RF电路方面做出的进步的结果，热耗散的问题变得甚至更加突出。另一问题可源自彼此靠近地操作的雷达传感器之间的串扰(例如，两辆汽车并排驾驶，每辆汽车具有雷达传感器)。
通常需要这样的雷达传感器：该雷达传感器具有改进(即，减少)的能耗，并且在操作期间产生更少的热量。另外，可能期望减小串扰。
发明内容
在本文中描述一种用于FMCW雷达传感器的发射器电路。根据一个示例性实施例，所述发射器电路包括：RF振荡器，可操作地产生调频RF发送信号，其中所述RF发送信号包括连续啁啾脉冲的至少一个序列，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐（blank）。
另外，在本文中描述一种用于雷达发射器的方法。根据一个示例性实施例，所述方法包括：产生包括连续啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐；以及经由至少一个天线辐射RF发送信号作为雷达信号。
附图说明
参照下面的描述和附图，能够更好地理解本发明。附图中的部件不必符合比例，而是重点在于图示本发明的原理。此外，在附图中，相同的参考数字指定对应的部分。在附图中：
图1是图示RF收发器芯片的接收路径的基本结构的方框图。
图2是图示单基地雷达收发器芯片中的接收/发送路径的方框图。
图3图示能够被用在FMCW雷达传感器中的频率调制方案。
图4是图示用于测量雷达目标的距离和/或速度的信号处理的一些方面的方框图。
图5a至5c图示FMCW雷达发射器/收发器的频率调制方案(图5a)和根据本公开的个体啁啾的省略(图5b)；图5c图示对应的伪随机二进制序列。
图6是图示当使用如图5b中所示的稀疏啁啾序列时的用于测量雷达目标的距离和/或速度的信号处理的一些方面的方框图。
图7包括示意性地图示FMCW雷达信号的距离-多普勒处理的示图。
图8和9图示用于距离-多普勒处理的稀疏矩阵中的测量的样本值的布置。
具体实施方式
以下在雷达收发器的情况下讨论本发明的实施例。然而，应该注意的是，也可在不同于雷达的应用(诸如，例如RF通信装置的RF收发器)中应用本发明。在讨论在本文中描述的由雷达传感器使用的频率调制(FM)方案的细节之前，解释FMCW雷达收发器的一般结构。
图1图示如例如在雷达距离和/或速度测量装置(也被称为“雷达传感器”)中所使用的RF收发器1的接收路径。因此，RF收发器1包括混合器10，混合器10被提供RF输入信号SRX和RF振荡器信号SLO，混合器10被用于将RF输入信号SRX下转换到基带或中频(IF)频带中。RF输入信号SRX可由天线(图1中未示出)提供，并且可在被提供给混合器10之前被预放大(参见RF放大器12，例如低噪声放大器LNA)。在本示例中，RF振荡器信号SLO由本机振荡器(LO) 11产生，本机振荡器(LO) 11可包括在锁相环(PLL)中耦合的压控振荡器(VCO)。然而，根据实际应用，RF振荡器信号SLO可由其它电路提供。在雷达应用中，本机振荡器信号SLO通常被频率调制以实现所谓的FMCW雷达传感器。当在雷达距离和/或速度测量装置中使用时，RF振荡器信号SLO可处于大约24 GHz和81 GHz之间的范围中(在本示例中，77 GHz)。然而，更高或更低的频率也可适用。以下参照图3进一步解释频率调制的一些方面。
如上所述，混合器10将RF输入信号SRX’(放大的天线信号)下转换到基带(或IF频带)中。相应的基带信号(混合器输出信号)由SBB表示。基带信号SBB (或IF频带信号)随后经受模拟滤波(滤波器13)以抑制不期望的边带或图像频率。滤波器13可以是低通滤波器或带通滤波器。已滤波的基带信号(滤波器输出信号)由SBB’表示，并且也在FMCW雷达应用中被称为“拍频信号”。利用混合器将RF输入信号下转换到基带或IF频带中的接收器本身被称为外差接收器，并且因此不再进一步更详细地讨论。已滤波的基带信号SBB’随后被采样并且转换成数字信号SRXDIG(模数转换器14)，数字信号SRXDIG随后在数字域中使用数字信号处理器(例如，DSP 15)进一步处理。在下转换到IF频带中的情况下，IF信号也可被数字化以用于IF信号的数字解调。可使用例如执行合适的软件指令的数字信号处理器来执行数字信号处理。
图1图示RF接收器或收发器的接收路径。在所谓的双基地或伪单基地雷达***中，接收器可与发射器分开，因为接收器和发射器使用分开的天线。替代于单个天线，可使用天线阵列。图2图示RF收发器(组合的接收器和发射器)，该RF收发器可被用在单基地雷达***中，在所述单基地雷达***中相同的天线被用于发送和接收RF信号。图2的收发器包括定向耦合器22，定向耦合器22被耦合在混合器10和天线20之间并且被配置为将由天线20接收的RF信号SRX引导至混合器10(接收路径)。在由天线20辐射之前，RF振荡器信号SLO由RF功率放大器21放大。放大的RF振荡器信号被表示为STX，并且也被称为输出“雷达信号”。定向耦合器22被配置为将放大的RF振荡器信号STX引导至天线20，天线20辐射相应的电磁雷达信号。除定向耦合器22之外，接收路径(放大器12、混合器10、滤波器13、模数转换器14、信号处理器15)与图1中的相同，并且因此不在这里重复。
定向耦合器22可被实现为由带状线形成的环形波导耦合器。然而，可使用其它类型的定向耦合器。特别地，当使用环形波导耦合器时，耦合器的一个端口结束于终端阻抗23。定向耦合器22可被实现在与收发器的其它电路部件相同的芯片封装中以提供单芯片解决方案。根据实际的实现方式，作为定向耦合器22的替代方案，可使用循环器。所谓的“单芯片雷达”可通常在一个芯片中包括提供距离和/或速度测量所需的核心功能的电路(单片微波集成电路，MMIC)。因此，该芯片可特别包括RF振荡器、放大器、混合器、滤波器、模数转换器和数字信号处理器。然而，对于在本文中描述的实施例，集成并不特别重要，并且包括几个分开的芯片和分立电路部件的解决方案也是适用的。
如上所述，调频连续波雷达(FMCW)信号被雷达传感器用于距离测量，如例如在图2中所示。根据应用，可使用各种频率调制(FM)方案。可根据正弦波形、锯齿波形、三角波形等对雷达信号进行频率调制。在许多应用中，用于雷达信号的频率调制的调制信号具有三角波形或锯齿波形。图3图示由FMCW雷达传感器使用的测量原理，FMCW雷达传感器辐射使用锯齿形调制信号进行调制的频率调制雷达信号。图3的示图图示随着输出雷达信号STX和相应输入雷达信号SRX(也参见图2)的时间的频率。因此，输出雷达信号STX的频率从开始频率fSTART到停止频率fSTOP以线性方式增加，然后下降回至fSTART，并且再次增加，直至达到停止频率fSTOP，诸如此类。从图3能够看出，输出雷达信号STX包括“频率斜坡”(也被称为“啁啾脉冲”或“啁啾”)序列。根据应用，定义的调制暂停可被***在两个随后的啁啾之间，其中雷达信号可在暂停期间保持在停止频率或开始频率(或停止和开始频率之间的任何频率)。一个啁啾的持续时间可处于从几微秒直至几毫秒(例如，50 µs到2000 µs)的范围中。然而，根据应用，实际值可以更大或更低。
由于从天线到雷达目标(在雷达目标，雷达信号被反向散射)并且返回到天线的雷达信号的传播时间，输入雷达信号SRX(由天线接收)相对于输出雷达信号STX(由天线辐射)滞后时间延迟Δt。时间延迟Δt经常被称为往返延迟RTD。雷达目标相对于雷达传感器的距离dT是dT=c•Δt/2，即光速c乘以时间延迟Δt的一半。从图3能够看出，时间延迟Δt导致频移Δf，其中通过将输入信号SRX下混合(参见图2，混合器10和滤波器13)和随后的数字频谱分析能够测量所述频移Δf。当使用如图3中所示的线性啁啾(即，锯齿形调制信号)时，时间延迟Δt能够被计算为Δt=Δf/k，其中因子k是频率斜坡的陡度，它能够被计算为k =(fSTOP-fSTART)/TCHIRP。
虽然以上已概述FMCW雷达传感器的基本操作原理，但应该注意的是，能够在实践中应用更复杂的信号处理。特别地，由于多普勒效应而导致的输入信号的另外的频移fD可在距离测量中引起误差，因为多普勒频移fD增加如以上所解释的由于雷达信号的传播时间而导致的频移Δf。根据应用，也可从输出和输入雷达信号估计多普勒频移，并且在一些应用中，对于距离测量，多普勒频移可以是可忽略的。特别地，当啁啾持续时间TCHIRP较短以使得对于雷达传感器的测量范围内的任何距离而言与多普勒频移fD相比频移Δf较高时，情况可能如此。在图3的示例中，雷达信号的频率从fSTART增加到fSTOP，这导致所谓的“上啁啾”。然而，对于“下啁啾”，也就是说，当停止频率fSTOP低于开始频率fSTART并且频率在啁啾期间从fSTART减小到fSTOP时，能够应用相同的测量技术。在一些雷达***中，当基于“上啁啾”和“下啁啾”计算距离时，可消除多普勒频移。实际测量的雷达目标的距离dT能够被计算为从上啁啾回声获得的距离值和从下啁啾回声获得的距离值的平均值；通过所述求平均值，多普勒频移抵消。然而，这些基本信号处理技术在FMCW雷达的领域中本身是已知的，并且因此不在这里更详细地解释。
图4是图示基本信号处理结构的方框图，该基本信号处理结构可被用于实现图3中示出的FM方案和在下混合且数字化的雷达信号SRXDIG(参见图2)中所包括的频移Δf的评估。图4中描绘的信号处理结构可至少部分地由软件实现，所述软件由一个或多个微处理器(例如，数字信号处理器、微控制器等)执行。然而，可使用专用硬件(诸如，可编程或硬连线逻辑电路)实现一些功能。因此，包括等于频移Δf的频率分量(拍频)的信号SRXDIG(数字FMCW雷达信号)经受频谱分析(块33，频谱处理单元)以确定频移Δf和代表雷达目标与雷达传感器的距离的相应距离值dT。斜坡发生器32被用于产生用于控制本机振荡器11(参见图2)的振荡频率的斜坡信号SRMP。斜坡信号SRMP代表图3中示出的频率斜坡，并且被用于设置本机振荡器11的振荡频率。本机振荡器11可以是压控振荡器(在这种情况下，斜坡信号SRMP是电压信号)或包括压控振荡器和具有可调整分频比的分频器的锁相环(PLL)(在这种情况下，斜坡信号SRMP可以是分频比序列)。可通过合适地调制PLL中的分频器的分频比来调制RF振荡器信号SLO(PLL的输出信号)。然而，用于产生调制的RF振荡器信号SLO的PLL本身是已知的，并且因此不在本文中进一步解释。控制器31被用于控制信号处理的定时(频谱分析，块33)和斜坡产生(斜坡发生器33)。控制器31还可被配置为控制信号流并且设置用于斜坡产生的参数(开始和停止频率fSTART、fSTOP、啁啾持续时间等)。控制器31还可被配置为启用和禁用RF振荡器11以便停止或暂停RF振荡器信号SLO中的啁啾脉冲的产生。
在雷达传感器的操作期间，辐射包括定义的数量的啁啾的序列(输出雷达信号)，并且处理所得到的雷达回声(输入雷达信号)，如以上所解释。实际上，序列包括大量的随后的啁啾，例如128个啁啾。在雷达收发器的RF前端中，特别地在RF功率放大器(参见图2，放大器21)中，每个啁啾对热耗散有贡献。已发现：在雷达发射器中(特别地在雷达发射器的RF前端中，例如在图2的示例中的功率放大器21中)耗散的能量的量能够显著减少，而不丢失信息。这能够通过随机省略啁啾序列(参见图3)中的个体啁啾(频率斜坡)并且应用压缩感测(也被称为压缩感测、稀疏感测、压缩采样和稀疏采样)的理论原理来实现。这种情况由图5a和5b的时序图图示。图5a的时序图图示在FMCW雷达***中通常实现的示例性FM方案。在本示例中，对于一次数据采集，发送十六个上啁啾的序列。注意的是，实际上，啁啾序列通常包括多得多的啁啾，并且仅为了说明目的，本示例已被简化。图5c图示伪随机二进制序列，其中序列中的每个数字与原始FM调制方案(参见图5a)中的啁啾关联。当零出现在伪随机二进制序列中时，原始啁啾序列(图5a)中的啁啾被省略。
图6是图示基本信号处理结构的方框图，该基本信号处理结构可被用于实现图5b中示出的FM方案。图6的示例在本质上与图4的示例相同，除了以下几点：另外的随机数发生器34被用于产生如图5c中所示的伪随机序列，并且输入雷达信号SRXDIG(数字FMCW雷达信号)的处理适应于稀疏啁啾序列。在本示例中，随机发生器34将随机数的序列提供给控制器31，控制器31随后在零出现在随机序列中的情况下暂停啁啾的产生。在这种情况下，术语“随机数”和“随机序列”分别包括“伪随机数”和“伪随机数的序列”。也就是说，在每个啁啾循环中，当一在相应循环内出现在随机序列中时，斜坡发生器32仅被触发以产生啁啾。如果将不会产生啁啾，则例如响应于消隐信号SBLANK，RF振荡器11可被暂停。与图4的前一示例相比，输入雷达信号的信号处理(块33’)被增强以便恢复由于啁啾的随机省略而“丢失”的信息。如上所述，信息并未真正丢失，而是能够在以下进一步讨论的情况下被恢复。替代于启用和禁用RF振荡器11以便消隐从连续啁啾脉冲的序列选择的个体啁啾脉冲，RF放大器可被暂时地禁用以防止选择的啁啾脉冲被放大并且被天线辐射。
期望的是：在不会显著降低雷达距离和速度测量的性能的情况下，能够省略至少三分之一的啁啾脉冲。根据应用和期望的测量准确性，高达百分之五十的啁啾脉冲能够被省略。粗略估计示出：甚至省略三分之二或甚至更多的啁啾脉冲能够是可能的。然而，在可实现的准确性和在M个啁啾脉冲的序列(M可以是例如128或256)中省略的啁啾脉冲的分数之间存在折衷。在进一步的解释中，假设：在M个连续啁啾脉冲的相连序列中，M-K个啁啾脉冲被消隐，并且仅剩余的K个啁啾脉冲被发送和辐射到雷达信道(并且因此被反向散射到收发器的雷达接收器部分)。
注意的是，伪随机序列(参见图5c)可以针对特定收发器或收发器的特定操作方式是固定的，并且在收发器的设计期间设置。一个或多个固定随机序列可被存储在控制器31的存储器中。然而，其它实现方式可实际上包括随机数发生器，以使得(伪)随机序列能够在芯片上产生并且因此能够变化。用于产生伪随机数的序列(例如，由控制器31通过执行合适的软件指令而产生的随机序列)的算法以及能够产生随机序列的电路(例如，线性反馈移位寄存器)本身是已知的，并且因此不在本文中进一步讨论。
如上所述，在将要由雷达发射器/收发器发送的啁啾的序列中，当应用压缩感测的原理时，一些啁啾能够被省略(即，由发送暂停替换)，同时仍然能够获得可靠的距离和速度测量。二十一世纪初在应用数学的领域中的第一相当理论贡献已提出：超越采样理论的传统限制(奈奎斯特-香农采样定理)也许是可能的。压缩感测的理论建立在这样的事实上：能够在合适的基础或“词典”中仅使用少量非零系数来代表许多信号。非线性优化能够随后从非常少的测量恢复这种信号。压缩感测能够潜在地大量减少对采集具有稀疏或可压缩表示的信号的采样和存储要求，然而导致用于处理显著更少的数据的增加的计算要求。尽管奈奎斯特-香农定理指出需要某个最小数量的样本以便完美地采集任意有限带宽信号，然而，当信号在已知基础上稀疏时，需要处理的测量值的数量能够显著减少。受到数据压缩技术(诸如，变换编码)启发，压缩感测旨在减少样本的数量(即，“压缩”采样)而非按照奈奎斯特速率采样，并且随后使用数据已知技术来压缩/减少数据的量。压缩感测的领域产生于Candés、Romberg和Tao的理论工作(参见Candés, Tomberg, Tao, “Robust UncertaintyPrinciples: Exact Signal Reconstruction From Highly Incomplete FrequencyInformation” in: IEEE Trans. on Information Theory, Vol. 52, No. 2, Feb.2006)，他们示出：能够从小组的线性、非自适应测量值精确地恢复具有稀疏或压缩表示的有限维信号。直至今天，这些测量方案的设计及其针对实用数据模型和采集***的扩展仍然是压缩感测领域中的主要挑战。
经典采样理论通常考虑无限长度、连续时间信号。与此相比，压缩感测是关注测量ℝn中的有限维向量的数学理论。压缩感测***通常采集具有信号和更一般的测试函数之间的内积的形式的测量值，而不是在特定时间点对信号进行采样。在这些测试函数的设计中，随机性可以是重要的方面。所述两个框架(经典采样理论和压缩感测)在它们处理信号恢复的方式(即，从压缩测量值恢复原始信号的问题)方面不同。在奈奎斯特-香农框架中，通过基于sinc函数的内插实现信号恢复，这是需要很少的计算并且具有简单的解释的线性过程。然而，在压缩感测中，通常使用非线性方法来实现信号恢复。
如以上所指示，(随机)省略的啁啾所包括的信息未被丢失，而是能够通过合适的信号处理(即，通过应用利用“压缩感测”原理的信号恢复算法)而被恢复。这些算法中的许多算法利用所谓的优化或L1优化。可被用于信号恢复的示例性算法被称为基追踪和匹配追踪(MP)。MP的增强被称为正交匹配追踪(OMP)、分段正交匹配追踪(StOMP)、压缩采样匹配追踪(CoSaMP)和多径匹配追踪(MMP)。
数字FMCW雷达信号的标准信号处理(参见图4的信号处理33和图6的信号处理33’)包括距离-多普勒地图(也被称为距离-多普勒图像)的计算。通常，通过连续地发送线性啁啾并且将来自目标的延迟的回声与发送的信号的样本混合(参见图3)，线性FMCW雷达获得目标信息(即，雷达目标的距离和速度)。能够从这个混合信号的频谱(即，从上述拍频)提取目标距离信息。能够在几个啁啾的相干积分之后获得距离-多普勒地图。距离-多普勒地图能够被用作用于各种识别和分类算法的基础。如以上结合图3所述，雷达目标与雷达传感器的距离dT是
dT = c·Δf·TCHIRP/(2·B)， （1）
其中Δf表示拍频并且B表示啁啾的带宽(B = |fSTOP-fSTART|)。因此，线性FMCW雷达的基本信号处理是确定拍频。当雷达目标正在移动时，必须考虑多普勒效应以确定雷达目标(相对于雷达传感器)的速度的信息，这能够基于提及的距离-多普勒地图来实现，其中能够使用所谓的距离-多普勒处理来计算所述距离-多普勒地图。
用于计算距离-多普勒地图的常见方法是二维傅里叶变换，所述二维傅里叶变换通常使用快速傅里叶变换(FFT)算法来实现。因此，第一FFT被应用于每个啁啾的N个样本以获得距离信息(拍频)，并且第二FFT被应用于从M个连续啁啾取得的样本序列(例如，M个连续啁啾的第n样本，n=0, 2, …, N-1)以获得多普勒信息。可在称为距离-多普勒地图的M×N矩阵X(m, n)中组织距离-多普勒处理的结果。
距离-多普勒处理被示意性地图示在图7中。图7的第一示图(示图a)图示与图3中类似的啁啾的序列。实线代表发送的啁啾，并且虚线代表对应的雷达回声(例如，在图1或2的示例中的信号SRX ’)。图7的第二示图(示图b)图示下转换的基带信号，例如在图1或2的示例中的信号SBB ’。这个信号被数字化(即，采样和量化)，其中选择采样时间，从而每个啁啾由N个样本代表。因此，当M个随后的啁啾被数字化(精确地讲，所得到的基带信号被数字化)时，获得许多的N×M个样本，所述N×M个样本能够被布置在N×M矩阵S(n, m)中，如图7的第三示图(示图c)中所示。在图7的示图c的示例中，表示矩阵的行号的索引n (n = 0, 1, 2,…, N-1)能够被视为快速时间索引(沿着个体列的两个随后的样本之间的时间距离是TCHIRP/N)，其中表示矩阵的列号的索引m (m = 0, 1, 2, …, M-1)能够被视为慢速时间索引(沿着个体行的两个随后的样本之间的时间距离是TCHIRP)。通过沿着时间时间轴应用第一FFT(导致包括距离信息的距离-时间地图R(n, m))并且随后沿着慢速时间轴应用第二FFT(导致距离-多普勒地图X(n, m))，可获得距离-多普勒地图X(n, m)。也就是说，首先，针对图7中示出的矩阵的每个列计算FFT，其次，针对图7中示出的矩阵的每个行计算FFT。
在本文中描述的实施例的一个特定方面是：当如以上参照图5和6所述，省略啁啾时，所得到的距离-时间地图R(m, n)将会是稀疏矩阵。当啁啾以随机方式省略时，非零矩阵元素随机分布，并且可应用上述信号恢复算法(例如，正交匹配追踪OMP)。如以上参照图5和6所解释，在发射器中例如以伪随机方式省略一些啁啾(参见图6，随机数发生器34)。也就是说，M个啁啾的序列之中的仅K个啁啾被实际发送并且通过雷达回声反向散射(K<M)。因此，仅K个啁啾能够被数字化并且处理以形成图7的示图c中示出的距离-时间地图R(n, m)，并且图8的示图c中的矩阵S(n, m)和R(n, m)中的M个列中的M-K个列仅包含零。图8示出也在图3的示例中使用的随机序列r[m]的情况。距离-时间地图R(n, m)的灰色阴影列仅包括零元素，因为相应啁啾已在发射器中被省略。
如图8中所示，矩阵R(n, m)包括N个行向量xn T，其中n=0, 1, 2, … N-1，并且T表示转置运算符，也就是说
(2)
每个向量xn包括M个元素，但仅包括K个非零元素(并且因此，J=M-K个零元素)。因此，向量xn的非零元素可被写在包括K个非零元素的对应非稀疏向量yn中，也就是说
(3)，
其中可被视为“压缩”距离-时间地图，它代表没有零列的距离-时间地图R(m,n)。向量xn(包括M个元素, …, )和yn(包括K个元素, …, )通过下面的方程而相关：
yn = Ф · xn (4)
其中Ф是代表上述伪随机序列r[m]的K×M伪随机稀疏矩阵(K行，M列)(参见图5和8)。方程4可被表达为
yn = Ф · IFFT{zn} = Ф · Ψ · zn, (5)
其中zn是包括向量xn的傅里叶变换的向量(包括M个元素zn,m)，并且Ψ是代表逆快速傅里叶变换(IFFT)的M×M矩阵。在方程5中，替代于IFFT，可使用其它类型的变换。然而，对于本讨论而言，考虑IFFT是足够的。N个行向量zn T (n=0, 1, 2, … N-1)组成如图9中所示的寻找的距离-多普勒地图X(n,m)，也就是说
. (6)。
可因此使用下面的信号模型执行信号恢复：
yn = A · zn + en (7)
其中A=Ф·Ψ是K×M稀疏矩阵，yn表示包括距离-时间地图R(n, m)的N个行中的每个行内的非零元素的向量，zn表示形成寻找的距离-多普勒地图X(n, m)的N个行的向量，并且en表示对应的测量误差。位于方程7的左手侧的向量yn形成“压缩”距离-多普勒地图(参见方程3)，所述“压缩”距离-多普勒地图R(n,m)从如图7(示图a至c)中所图示的测量值获得，其中仅K(而非M)个啁啾被采样(因为M-K个啁啾被省略)。位于方程7的右手侧的向量zn形成如图9中所图示的寻找的距离-多普勒地图X(n,m)(参见方程6)。在本质上，方程7代表N个欠定方程组(即，yn = A • zn, n = 0, 2, …, N-1)，其中每个方程组包括具有M (M>K)个未知变量(即，zn,0, zn,0, …, zn,M-1)的K个方程。可使用本身已知的且旨在使残差en最小化的优化算法对这些未知方程组求解。根据优化算法，可使用不同范数评估残差。如上所述，这些算法中的许多算法利用所谓的优化或L1优化，所述优化或L1优化可被用于“重构”全(非稀疏)向量zn。
使用方程7的信号模型允许基于“观测值”yn (N个向量y0, …, yN-1中的每个向量包括K个样本)重构向量zn，所述“观测值”yn基本上是采样的雷达回声(参见图1和2，雷达回声SRXDIG)的傅里叶变换。在下面的文献中提供可被用于从yn中所包括的测量的样本计算zn(并且因此计算距离-多普勒地图X(n,m))的一个示例性算法：T. Tony Cai, Lie Wang,Orthogonal Matching Pursuit for Sparse Signal Recovery With Noise, in: IEEETrans. on Information Theory, vol. 57, no. 7, July 2011。一旦全(非稀疏)距离-多普勒地图X(n,m)已被重构，就可使用用于基于距离-多普勒地图检测雷达目标的任何已知技术。
以下，总结实施例的一些方面。然而，强调的是，下面不是特征的穷尽列举，而是要被视为可在至少一个实施例中是有益的特征的示例性总结。参考符号参照图1至9。因此，描述用于FMCW雷达传感器的发射器电路(参见例如图6)。发射器包括：RF振荡器(本机振荡器11)，被配置为产生调频RF发送信号(例如，LO信号SLO)。RF发送信号包括连续啁啾脉冲的至少一个序列，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐(参见图5的示图b和c)。可基于伪随机序列(即，随机数的序列)随机选择啁啾脉冲，并且伪随机序列可被存储在存储器中或由随机数发生器产生。随机序列可以是固定的(即，不在发射器的操作期间变化)，或者可定期地改变。发射器可包括：控制器电路(参见例如图6，控制器31)，被耦合到RF振荡器并且被配置为消隐随机选择的啁啾脉冲。在一个特定实施例中，控制器电路可被配置为启用和禁用RF振荡器(参见例如图6，LO 11)以便消隐随机选择的啁啾脉冲。
天线(参见例如图2，天线20)可被耦合到RF振荡器(例如，经由RF放大器)以辐射RF发送信号作为雷达信号(参见例如图6，雷达信号STX)。在一个特定实施例中，控制器电路(参见例如图6，控制器31)可被配置为启用和禁用RF放大器(替代于RF振荡器)以便消隐RF发送信号中的随机选择的啁啾脉冲。为了产生啁啾脉冲，RF振荡器可具有用于接收调制信号的频率控制输入，其中响应于调制信号而调制RF发送信号的频率(参见图5，示图a和c中的频率斜坡)。
此外，在本文中描述一种用于FMCW雷达装置的方法。根据一个实施例，所述方法包括：产生包括啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐(参见例如图5的示图b和c以及图6的RF发送信号SLO)。经由至少一个天线辐射RF发送信号作为雷达信号(参见例如图6，发送的雷达信号STX)。如上所述，RF发送信号可在由所述至少一个天线(参见例如图2，天线20)辐射之前被放大。啁啾脉冲的所述至少一个序列包括M个连续啁啾脉冲，其中M-K个啁啾脉冲被省略，以使得K个啁啾脉冲被辐射作为雷达信号(参见例如图8，其中在距离-时间地图R(n,m)的每个行中，M个元素中的M-K个元素是零)。在一些实施例中，至少三分之一的啁啾脉冲可被省略，即比率(M-K)/M可以是至少1/3。在一些实施例中，比率(M-K)/M可高达2/3或甚至更大。
在一个实施例中，所述方法还包括：接收雷达回声信号，该雷达回声信号是在位于雷达信道中的雷达目标处反向散射的雷达信号的部分。因此，雷达回声信号包括辐射的雷达信号的啁啾脉冲(参见例如图7，示图a中的虚线)。雷达发射器的接收信号路径的一个示例性实现方式被示出在图1中，其中放大的雷达回声信号被表示为SRX ’。雷达回声信号从RF频带下转换到基带或IF频带中(参见例如图1，混合器10)。随后，下转换的雷达回声信号可被数字化以获得雷达回声信号中所包括的每个啁啾脉冲的数字信号，其中每个数字信号包括N个样本(参见例如图7，示图a，矩阵S(n,m)的M个列中的K个非零数字信号，K个数字信号中的每个数字信号包括N个样本)。在一个实施例中，所述方法包括：将K个非零数字信号变换到频域中(参见例如图7，示图c)。这个变换的结果可由例如图8中示出的距离-时间地图R(n, m)代表。距离-时间地图R(n, m)的仅K个列包括非零值。
为了重构“丢失的”信息(由于距离-时间地图R(n, m)中的零列而导致)，可确定欠定方程组(参见例如方程7)。在描述的情况(其中K个数字信号中的每个数字信号包括N个样本)下，可基于K个数字信号(参见例如图8，R(m, n)的列)和矩阵来确定N个方程组，所述矩阵包括关于M个连续啁啾脉冲中的哪些啁啾脉冲已被省略的信息(参见方程4至7，矩阵A=Ф·Ψ，其中Ф代表伪随机序列)。可使用优化算法来近似得到每个欠定方程组的解，其中优化算法可被配置为使残差的范数最小化。
根据另一示例，所述方法包括：产生包括啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐；以及经由至少一个天线辐射RF发送信号作为雷达信号。在雷达目标处反向散射的雷达信号的部分被接收作为雷达回声信号，所述雷达回声信号包括辐射的雷达信号的啁啾脉冲。然后，雷达回声信号从RF频带下转换到基带或IF频带中，并且下转换的雷达回声信号被数字化以获得雷达回声信号中所包括的每个啁啾脉冲的数字信号。这种方法还包括：基于数字信号计算距离-多普勒地图。再次，啁啾脉冲的序列可包括M个连续啁啾脉冲，其中M个连续啁啾脉冲之中的仅K个啁啾脉冲未被消隐并且因此被包括在辐射的雷达信号中。因此，下转换的雷达回声信号的数字化产生与雷达回声信号中所包括的K个啁啾脉冲对应的K个数字信号，其中K个数字信号中的每个数字信号包括N个样本。最后，如以上参照图5至9所述，可基于K个数字信号计算包括N乘M个样本的距离-多普勒地图。
尽管已描述本发明的各种实施例，但对于本领域普通技术人员而言将会清楚的是，许多另外的实施例和实现方式在本发明的范围内是可能的。因此，除了考虑到所附权利要求及其等同物之外，本发明不应受到限制。关于由上述部件或结构(组件、装置、电路、***等)执行的各种功能，除非另外指示，用于描述这种部件的术语(包括对“装置”的提及)旨在对应于执行描述的部件的指定功能的任何部件或结构(即，在功能上等同)，即使不在结构上等同于在本文中图示的本发明的示例性实现方式中执行该功能的公开的结构。

Claims (28)

1.一种用于FMCW雷达传感器的发射器电路，所述发射器电路包括：
RF振荡器，可操作地产生调频RF发送信号；
其中所述RF发送信号包括连续啁啾脉冲的至少一个序列，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐。
2.如权利要求1所述的发射器电路，其中基于伪随机序列选择所述随机选择的啁啾脉冲。
3.如权利要求1所述的发射器电路，其中所述伪随机序列被存储在存储器中或由随机数发生器产生。
4.如权利要求1所述的发射器，还包括：
控制器电路，耦合到RF振荡器并且被配置为消隐随机选择的啁啾脉冲。
5.如权利要求1所述的发射器电路，还包括：
控制器电路，耦合到RF振荡器并且被配置为启用和禁用RF振荡器以便消隐随机选择的啁啾脉冲，
其中基于伪随机序列选择所述随机选择的啁啾脉冲。
6.如权利要求5所述的发射器电路，其中所述伪随机序列是固定的，或者
其中所述伪随机序列被定期地改变。
7.如权利要求1所述的发射器电路，还包括：
天线，耦合到RF振荡器以辐射所述RF发送信号作为雷达信号。
8.如权利要求1所述的发射器电路，还包括：
RF放大器，耦合到RF振荡器以放大所述RF发送信号；和
天线，耦合到RF放大器以辐射放大的RF发送信号作为雷达信号。
9.如权利要求8所述的发射器电路，还包括：
控制器电路，被配置为启用和禁用RF振荡器或RF放大器以消隐随机选择的啁啾脉冲。
10.如权利要求1所述的发射器电路，其中所述RF振荡器包括用于接收调制信号的频率控制输入；响应于所述调制信号而调制所述RF发送信号的频率。
11.一种用于FMCW雷达装置的方法，所述方法包括：
产生包括啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐；
经由至少一个天线辐射所述RF发送信号作为雷达信号。
12.如权利要求11所述的方法，其中所述RF发送信号在由所述至少一个天线辐射之前被放大。
13.如权利要求11所述的方法，其中啁啾脉冲的所述至少一个序列包括M个连续啁啾脉冲，其中M-K个啁啾脉冲被省略，以使得K个啁啾脉冲被辐射作为雷达信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中所述比率(M-K)/M是至少1/3。
15.如权利要求11所述的方法，其中根据随机数的序列随机选择啁啾脉冲。
16.如权利要求15所述的方法，其中所述随机数的序列是固定的，或者
其中所述随机数的序列被定期地改变。
17.如权利要求15所述的方法，其中所述随机数的序列被存储在存储器中，或者
其中所述随机数的序列由伪随机发生器产生。
18.如权利要求11所述的方法，其中
接收在雷达目标处反向散射的雷达信号的部分作为雷达回声信号，所述雷达回声信号包括辐射的雷达信号的啁啾脉冲；以及
将雷达回声信号从RF频带下转换到基带或IF频带中。
19.如权利要求18所述的方法，还包括：
将下转换的雷达回声信号数字化以获得雷达回声信号中所包括的每个啁啾脉冲的数字信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中每个数字信号包括N个样本。
21.如权利要求19所述的方法，还包括：
将数字信号变换到频域中。
22.如权利要求19所述的方法，其中啁啾脉冲的所述至少一个序列包括M个连续啁啾脉冲，其中M-K个啁啾脉冲被省略，以使得K个啁啾脉冲被辐射作为雷达信号；以及
其中获得代表基带或IF频带中的K个啁啾脉冲的雷达回声的K个数字信号。
23.如权利要求22所述的方法，还包括：
基于K个数字信号和矩阵来确定欠定方程组，所述矩阵包括关于M个连续啁啾脉冲中的哪些啁啾脉冲已被省略的信息。
24.如权利要求23所述的方法，还包括：
使用优化算法对所述欠定方程组求解。
25.如权利要求23所述的方法，其中所述优化算法被配置为使残差的范数最小化。
26.一种用于FMCW雷达装置的方法，所述方法包括：
产生包括啁啾脉冲的至少一个序列的RF发送信号，其中随机选择的啁啾脉冲被消隐；
经由至少一个天线辐射所述RF发送信号作为雷达信号；
接收在雷达目标处反向散射的雷达信号的部分作为雷达回声信号，所述雷达回声信号包括辐射的雷达信号的啁啾脉冲；以及
将雷达回声信号从RF频带下转换到基带或IF频带中，并且将下转换的雷达回声信号数字化以获得雷达回声信号中所包括的每个啁啾脉冲的数字信号；以及
基于数字信号计算距离-多普勒地图。
27.如权利要求26所述的方法，其中所述啁啾脉冲的序列包括M个连续啁啾脉冲，其中M个连续啁啾脉冲之中的仅K个啁啾脉冲未被消隐并且因此被包括在辐射的雷达信号中；以及
其中对下转换的雷达回声信号的数字化产生与雷达回声信号中所包括的K个啁啾脉冲对应的K个数字信号，所述K个数字信号中的每个数字信号包括N个样本。
28.如权利要求27所述的方法，还包括：
基于所述K个数字信号计算包括N乘M个样本的距离-多普勒地图。
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