CN107046375A

CN107046375A - 一种桥臂单传感器的mmc环流控制方法

Info

Publication number: CN107046375A
Application number: CN201710391369.3A
Authority: CN
Inventors: 罗安; 岳雨霏; 徐千鸣; 郭鹏; 何志兴; 王霞
Original assignee: Hunan University
Current assignee: Hunan University
Priority date: 2017-05-27
Filing date: 2017-05-27
Publication date: 2017-08-15
Anticipated expiration: 2037-05-27
Also published as: CN107046375B

Abstract

本发明公开了一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法，具体包括以下步骤：（1）采样桥臂阻感电压、交流输出电流及直流母线电流，分别得到桥臂输出电压和桥臂电流；（2）按照基于桥臂能量分析的二倍频环流抑制原理，得到各桥臂需要投入的子模块数；（3）根据桥臂输出电压、桥臂电流及前一时刻的子模块驱动信号，预测下一时刻子模块的电容电压；（4）对电容电压预测值进行排序，预测出下一时刻子模块的驱动信号并分配给相应子模块。本发明针对各桥臂采用单电压传感器，无需检测每个子模块电容电压，节省了电压传感器和一部分电流传感器的成本，简化了硬件电路及控制器间的复杂度，使其能够处理大规模的MMC***。

Description

一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法

技术领域

本发明专利涉及一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法。

背景技术

随着电力电子开关器件电压等级和功率等级的大幅提升，应用于大功率场合的高压直流输电(High Voltage Direct Current，HVDC)受到了工业界和学术界的广泛关注，在国内外发展迅猛。与常规的多电平电压源型变换器相比，模块化多电平变换器(ModularMultilevel Converter，MMC)具有高度模块化、容易扩展和输出波形谐波含量少的优点，结构上代替了多绕组变压器，减小了装置的体积，节省了成本，同时模块化的***结构也为***的冗余设计带来了便利，多模块串并联的设计方案避免了开关器件的直接串并联，解决了功率器件等级与高压电网***等级间的矛盾，极大地推动了柔性直流输电技术的发展。但是大量的子模块串并联结构也带来了多电压电流传感器的问题，在高压***中，同时满足传感器的电压和精度等级，设计难度极大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对模块化多电平结构的高压无源逆变***，提供了一种基于该结构的桥臂单传感器的环流控制方法，解决了模块化***多电压电流传感器的问题，同时抑制桥臂二倍频环流，降低了功率损耗，在控制***稳定的前提下，保证了高压模块化多电平无源逆变***中各子模块电容电压的均衡，实现了装置能量的高效利用和节约了生产制造成本。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法，通过检测各桥臂阻感电压、交流输出电流和直流母线电流，根据模块化多电平变换器单相桥臂的数学模型推导出桥臂输出电压和桥臂电流，结合各子模块的开关状态，对子模块的电容电压进行预测和修正，并通过排序算法对各子模块的电容电压进行平衡控制，起到了平衡模块电压和桥臂环流控制的双重效果。

本发明解决上述技术问题的技术方案包括以下步骤：

1)以单相MMC无源逆变***为例，根据KVL和KCL定律，假设桥臂二倍频环流分量被消除，建立该结构的基本数学模型，如下：

其中，U_dc表示MMC直流母线总电压，u_px和u_nx(x＝a,b,c，下同)分别为上、下桥臂输出电压，u_{L_px}和u_{L_nx}分别为上、下桥臂阻感电压，u_cx为MMC逆变侧输出电压，i_px和i_nx分别为上、下桥臂电流，i_cx为交流输出电流，R和L分别为桥臂电阻和电感，R_o和L_o分别为逆变侧阻感负载，I_{zx_0}为桥臂环流的直流分量，由I_dc平均分配给三相桥臂，有：I_{zx_0}＝I_dc/3。则由上式可得上、下桥臂输出电压和电流的表达式为：

单相***只需采集u_{L_px}、u_{L_nx}，i_px、i_nx和I_dc即可；

2)给各子模块的电容电压赋予初始值，该初始值可设置为0或根据桥臂子模块个数和直流母线电压得到，本发明根据直流母线电压赋初值，有：

u_{dci_0}＝U_dc/N，i＝1,2,...N

其中，u_{dci_0}为各子模块电容电压初始值，U_dc为直流母线总电压，N为单桥臂子模块总数；

给各子模块的驱动信号赋予初始值，本发明设置所有子模块初始时刻均处于电容旁路状态，有：s_i＝0，i＝1,2,...N；

3)由步骤1)中检测交流输出电流和直流母线电流得到的桥臂电流i_px和i_nx，可得到出桥臂实际环流i_zx，如下：

对i_zx进行闭环控制，可得到附加环流调制指令u_{zx_ref}，用于抵消桥臂输出电压调制出来的二倍频环流电压分量，进而抑制二倍频环流，则上、下桥臂的调制电压指令分别为：

根据子模块电容上的能量波动与电容电压值之间的关系，可得到考虑电压波动时，上、下桥臂子模块电容电压的估计值u_{dcpi_ref}和u_{dcni_ref}分别为：

其中，U_o＝U_dc/N为子模块额定工作电压，和分别为各相上、下桥臂的能量和与能量差，C为子模块电容值，结合上、下桥臂的输出电压调制指令，可得到用于桥臂二倍频环流抑制的上、下桥臂投入模块数n_{px_ref}和n_{nx_ref}分别为：

4)根据电容电压的充放电原理，以单相MMC上桥臂为例，由k+1时刻的子模块驱动信号s_i(k+1)、桥臂电流i_px(k+1)，和k时刻的子模块电容电压u_dci(k)，可对k+1时刻的子模块电容电压值u_dci(k+1)进行整体初步预测，可得到预测值为：

其中，T/C为离散控制系数，T为控制周期。

利用桥臂输出电压u_px对预测值u_dci ^p(k+1)进行修正，根据k时刻和k+1时刻的子模块驱动信号s_i(k)和s_i(k+1)，可得到各子模块在k→k+1控制周期内的开关状态Δs_i＝s_i(k+1)-s_i(k)，记录桥臂所有子模块开关状态之和在k→k+1周期内的差值并记录k时刻和k+1时刻桥臂输出电压u_px(k)和u_px(k+1)的差值Δu_px＝u_px(k+1)-u_px(k)，根据Δs_i、和Δu_px对相应子模块k+1时刻的电容电压预测值进行修正，具体过程为：分别记录Δs_i＝1，Δs_i＝-1和Δs_i＝0且s_i(k+1)＝1这三种开关状态的子模块数，记为：N₁，N_-1和N₀；若且N₁＝1，N₀＝0，则搜索Δs_i＝1的子模块，修正其电容电压值为：u_dci ^p(k+1)＝Δu_px；若且N_-1＝1，N₀＝0，则搜索Δs_i＝-1的子模块，修正其电容电压值为：u_dci ^p(k+1)＝Δu_px；对上述修正后的桥臂子模块的电容电压预测值u_dci ^p(k+1)进行排序，并根据桥臂电流i_px的充放电状态投切相应子模块，具体过程为：i_px处于充电状态时，优先投入u_dci ^p(k+1)较小的n_{px_ref}个子模块；i_px处于放电状态时，优先投入u_dci ^p(k+1)较大的n_{px_ref}个子模块，从而实现对子模块电容电压的均衡控制。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出的一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法，通过检测各桥臂阻感电压、交流输出电流和直流母线电流，根据模块化多电平变换器单相桥臂的数学模型推导出桥臂输出电压和桥臂电流，大大减少了电压传感器和一部分电流传感器的数量；结合各子模块的开关状态，对子模块的电容电压进行预测和修正，并通过排序算法对各子模块的电容电压进行平衡控制，无需单独控制各子模块，同时实现了桥臂二倍频环流抑制，降低了控制***的设计复杂度和功率损耗，三相***在控制过程中相互独立，不存在耦合关系。

附图说明

图1是用于本发明三相MMC***结构图。

图2(a)为投入模块数计算的整体控制框图，图2(b)为二倍频电压等效网络。

图3是本发明一实施例子模块电容电压修正预测控制流程图。

图4是本发明一实施例子模块电容电压平衡控制流程图。

具体实施方式

图1所示为用于本发明的三相MMC***结构图。该模块化多电平结构每相由上、下两个桥臂构成，其可看作两个星型级联SVG输入端并联，输出端串联，直流母线接高压直流电源，交流逆变侧接阻感负载。图中，U_dc表示MMC直流电压源，I_dc为直流母线电流，u_px和u_nx(x＝a,b,c，下同)分别为上、下桥臂输出电压，u_cx为逆变侧输出电压，i_px和i_nx分别为上、下桥臂电流，i_cx为交流输出电流，R和L分别为桥臂电阻和电感，R_o和L_o分别为逆变侧的阻感负载。桥臂输出电压和桥臂电流的表达式如下：

其中，u_ex为桥臂内电动势，假设：

图2(a)和图2(b)为基于二倍频环流抑制的桥臂子模块投入数控制框图，其中，图2(a)为投入模块数计算的整体控制框图，图2(b)为二倍频电压等效网络。以单相桥臂***为例，基于二倍频环流抑制的桥臂子模块投入控制具体包括以下步骤：(1)直流环流指令的计算：

以桥臂环流二倍频分量已经被消除为前提条件，则桥臂电流i_px和i_nx仅由直流分量I_{zx_0}和基频分量i_cx组成，则桥臂电流表示为：

其中，I_{zx_0}＝I_dc/3。

则可得到x相上桥臂瞬时功率为：

由上式可知，桥臂瞬时功率中包括三种分量，p_{px_0}、p_{px_ω}和p_{px_2ω}分别表示桥臂瞬时功率的直流分量、基频分量和二倍频分量。稳态工况下，交直流侧功率保持平衡，子模块电容电压维持稳定，因此，瞬时功率中的直流分量应为零，即p_{px_0}＝0，由此可得直流环流指令为：

(2)基于桥臂能量的子模块电容电压计算：

定义MMC输出电压调制比k＝2E/U_dc(0≤k≤1)，则各相上、下桥臂瞬时功率可分别表示为：

则各相桥臂瞬时功率之和和与之差的形式可表示为：

其中，和分别表示上、下桥臂瞬时功率之和与之差，只包含二倍频波动分量，只包含基频波动分量，便于求取桥臂的能量波动。对上式积分可得到波动能量之和与之差，为：

由于桥臂输出电压是由桥臂上投入子模块电容电压串联累加形成，桥臂上分散的电容器具有储存能量的作用，桥臂瞬时功率产生的能量波动直接体现在子模块电容电压波动上，对桥臂瞬时功率的积分可以得到桥臂上的电容波动能量，假设一个桥臂上子模块个数是N，则每个子模块电容电压与桥臂能量的关系为：

其中，U_o＝U_dc/N为桥臂子模块额定工作电压，为子模块电压波动，C为子模块电容值，由此可得到子模块电压波动分量。则各相上、下桥臂的子模块电容电压可修正为：

(3)附加二倍频环流指令计算：

如图2(b)二倍频电压等效网络所示，P、N分别表示上下2个公共直流侧，将上、下桥臂看成一个整体，相单元输出电压中含有二倍频电压分量u_{pn_x_2ω}，若通过调制策略在桥臂输出电压上叠加一个二倍频电压分量u_{zx_ref}，使得

u_{pn_x_2ω}+u_{zx_ref}＝0

可有效抑制桥臂二倍频环流分量，u_{zx_ref}可通过对环流i_zx进行闭环控制获得。图2(a)中，H(s)为低通滤波器或陷波器，用于滤除二倍频分量，i_{zx_2ω_ref}为二倍频环流指令，为达到理想抑制效果，可设置为0，即i_{zx_2ω_ref}＝0。

(4)桥臂子模块投入数计算：

在桥臂输出电压调制指令中叠加二倍频环流电压指令，可得到能够抑制二倍频环流的桥臂输出电压调制指令u_{px_ref}和u_{nx_ref}，结合修正后的桥臂子模块电容电压值，可分别得到上、下桥臂子模块投入数，为：

图3是子模块电容电压修正预测控制流程图。根据电容电压充放电原理，以上桥臂为例，分别设置k时刻和k+1时刻：子模块驱动信号s_i(k)和s_i(k+1)，子模块电容电压为u_dci(k)和u_dci(k+1)，桥臂输出电压为u_px(k)和u_px(k+1)，桥臂所有子模块开关状态之和为和桥臂电流为i_px(k)和i_px(k+1)；具体修正预测步骤为：

(1)根据各子模块在k时刻的u_dci(k)和在k+1时刻的s_i(k+1)，i_px(k)，可对k+1时刻的子模块电容电压u_dci(k+1)进行初步预测，可得到预测值为：

其中，T/C为离散控制系数，T为控制周期。

(2)利用桥臂输出电压u_px对预测值u_dci ^p(k+1)进行修正：

①记录各子模块在k→k+1控制周期内的开关状态差Δs_i＝s_i(k+1)-s_i(k)，记录桥臂所有子模块开关状态之和在k→k+1周期内的差值记录桥臂输出电压在k→k+1周期内的差值Δu_px＝u_px(k+1)-u_px(k)；

②根据Δs_i、和Δu_px对相应子模块k+1时刻的电容电压预测值进行修正，具体过程为：分别记录Δs_i＝1，Δs_i＝-1和Δs_i＝0且s_i(k+1)＝1这三种开关状态的子模块数，记为：N₁，N_-1和N₀；若且N₁＝1，N₀＝0，则搜索Δs_i＝1的子模块，修正其电容电压值为：u_dci ^p(k+1)＝Δu_px；若且N_-1＝1，N₀＝0，则搜索Δs_i＝-1的子模块，修正其电容电压值为：u_dci ^p(k+1)＝Δu_px。

图4是子模块电容电压平衡控制流程图。根据图2得到的上、下桥臂投入的子模块个数n_{px_ref}和n_{nx_ref}，对图3中的子模块电容电压修正预测值u_dci ^p进行排序，并根据桥臂电流i_px和i_nx的充放电状态投切相应的子模块，从而实现对子模块电容电压的均衡控制。以上桥臂为例，具体步骤为：

(1)当i_px＞0，桥臂处于充电状态，优先投入u_dci ^p较小的n_{px_ref}个子模块；(2)当i_px＜0，桥臂处于放电状态，优先投入u_dci ^p较大的n_{px_ref}个子模块。

Claims

1.一种桥臂单传感器的MMC环流控制方法，包括以下步骤：

1)对于MMC任一桥臂，采集桥臂阻感电压，对于MMC任一相交流输出，采集交流输出电流和直流母线总电流，根据MMC电路的数学模型分别得到桥臂输出电压和桥臂电流；

2)给桥臂各子模块的电容电压和驱动信号分配初始值；

3)根据桥臂二倍频环流产生的原因，采用最近电平逼近的调制策略，将桥臂子模块电容上固有的电压二倍频波动分量调制出来，即通过叠加与二倍频波动分量方向相反的电压分量，得到最终的桥臂调制电压指令，根据桥臂输出电压调制指令和桥臂能量关系得到桥臂投入的子模块数；

4)根据各子模块当前时刻的电容电压初始值和驱动控制信号，结合桥臂电流的充放电情况，对子模块下一时刻的电容电压进行整体预测，并利用桥臂输出电压对各子模块的电压预测值进行修正，对修正后的预测值进行排序，得到子模块下一时刻的驱动控制信号。

2.根据权利要求1所述的桥臂单传感器的MMC环流控制方法，其特征在于，步骤1)的具体实现过程包括以下步骤：

1)根据KVL定律，得到：

其中，U_dc表示MMC直流母线总电压，u_px和u_nx分别为每个桥臂的上、下桥臂输出电压，u_{L_px}和u_{L_nx}分别为每个桥臂的上、下桥臂阻感电压，u_cx为MMC逆变侧输出电压，i_px和i_nx分别为每个桥臂的上、下桥臂电流，i_cx为交流输出电流，R和L分别为桥臂电阻和电感，R_o和L_o分别为MMC逆变侧阻感负载，x＝a,b,c；

2)利用上述公式，分别得到每个桥臂的上、下桥臂输出电压为：

同时，采集直流母线电流I_dc和交流输出电流i_cx，得到每个桥臂的上、下桥臂电流分别为：

<mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>p</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>z</mi> <mi>x</mi> <mo>_</mo> <mn>0</mn> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mfrac> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mn>2</mn> </mfrac> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>n</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>z</mi> <mi>x</mi> <mo>_</mo> <mn>0</mn> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <mfrac> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mn>2</mn> </mfrac> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> 1

其中，I_{zx_0}为桥臂环流的直流分量，由I_dc平均分配给三相桥臂，有：I_{zx_0}＝I_dc/3。

3.根据权利要求1所述的桥臂单传感器的MMC环流控制方法，其特征在于，步骤2)中，桥臂各子模块的电容电压初始值u_{dci_0}和驱动信号分配初始值s_i分别为：

u_{dci_0}＝U_dc/N，s_i＝0，i＝1,2,...N；

其中，u_{dci_0}为各子模块电容电压初始值，U_dc表示MMC直流母线总电压，N为单桥臂子模块数。

4.根据权利要求1所述的桥臂单传感器的MMC环流控制方法，其特征在于，步骤3)包括以下步骤：

1)通过桥臂电流i_px和i_nx，计算出桥臂实际环流i_zx：

2)对桥臂环流进行闭环控制，得到附加环流调制指令u_{zx_ref}，利用所述附加环流调制指令u_{zx_ref}得到用于二倍频环流抑制的上、下桥臂调制电压指令分别为：

3)根据桥臂能量在子模块电容上的波动与电容电压之间的关系，得到考虑电压波动时，上、下桥臂子模块电容电压的估计值u_{dcpi_ref}和u_{dcni_ref}分别为：

<mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>c</mi> <mi>p</mi> <mi>i</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>U</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>+</mo> <mfrac> <mrow> <mo>&Integral;</mo> <msubsup> <mi>p</mi> <mi>x</mi> <mo>&Sigma;</mo> </msubsup> <mo>+</mo> <mo>&Integral;</mo> <msubsup> <mi>p</mi> <mi>x</mi> <mi>&Delta;</mi> </msubsup> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>CU</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> </mrow> </mfrac> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>c</mi> <mi>n</mi> <mi>i</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>U</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>+</mo> <mfrac> <mrow> <mo>&Integral;</mo> <msubsup> <mi>p</mi> <mi>x</mi> <mo>&Sigma;</mo> </msubsup> <mo>-</mo> <mo>&Integral;</mo> <msubsup> <mi>p</mi> <mi>x</mi> <mi>&Delta;</mi> </msubsup> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>CU</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> </mrow> </mfrac> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced>

其中，U_o＝U_dc/N为子模块电容电压稳态值，和分别为各相桥臂的能量和与能量差，C为子模块电容值；

4)结合上、下桥臂的调制电压指令，得到用于桥臂二倍频环流抑制的上、下桥臂投入模块数n_{px_ref}和n_{nx_ref}分别为：

5.根据权利要求1所述的桥臂单传感器的MMC环流控制方法，其特征在于，步骤4)包括以下步骤：

1)由k+1时刻的子模块驱动信号s_i(k+1)、桥臂电流i_px(k+1)，和k时刻的子模块电容电压u_dci(k)，对k+1时刻的子模块电容电压值u_dci(k+1)进行整体初步预测，得到预测值为：

其中，T/C为离散控制系数，T为控制周期；

2)利用桥臂输出电压u_px对预测值u_dci ^p(k+1)进行修正，根据k时刻和k+1时刻的子模块驱动信号s_i(k)和s_i(k+1)，得到各子模块在k→k+1控制周期内的开关状态Δs_i＝s_i(k+1)-s_i(k)，记录桥臂所有子模块开关状态之和在k→k+1周期内的差值并记录k时刻和k+1时刻桥臂输出电压u_px(k)和u_px(k+1)的差值Δu_px＝u_px(k+1)-u_px(k)，根据Δs_i、和Δu_px对相应子模块k+1时刻的电容电压预测值进行修正；

3)对上述修正后的桥臂子模块的电容电压预测值u_dci ^p(k+1)进行排序，并根据桥臂电流i_px的充放电状态对相应子模块进行投切操作，从而实现对子模块电容电压的均衡控制。