CN107017797A - 蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法 - Google Patents

蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法 Download PDF

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Abstract

一种单相高频链矩阵式变换器蓄电池充放电调制方法，其内容是：在进行蓄电池充电时，前级变换器的控制是首先采用SVPWM控制，进行空间矢量调制输出四路驱动波，经过检测变压器原边电流的正负后进行“与”逻辑的条件判断，形成八路驱动波分离去驱动八个可控开关管。变压器后级矩阵变换器中Sp全通，Sn全关，相当于不可控二极管进行整流，根据不同的开关状态，idc通过不同的不控二极管向负载和蓄电池进行充电，在进行放电时后级矩阵变换器Sp全关，Sn进行逆变时的传统调制，能量从蓄电池流向交流侧。本发明方法可以在任意时刻，通过控制开关管的通断来实现充电，进而实现能量的双向流动。

Description

蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子矩阵变换器调制及控制领域，特别涉及一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法。
背景技术
目前针对于蓄电池充放电装置的研究主要集中在三相***和直流***中，包括三相PWM整流蓄电池充放电装置、三相双向DC-DC变换器充放电装置和适合直流***中使用的双向DC-DC充放电装置等.但是针对使用高频链矩阵变换器双向充放电的装置研究较少。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，结构紧凑、体积小、效率高，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，输入电流波形好，无低次谐波且输出电压的幅值和频率可以独立控制，进行整流时输入侧可以实现单位功率因数。高频链变换器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器的体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式变换器吸取了高频链和矩阵式变换器所具有的优点，是两者的结合体。
由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式变换器换流时，在变压器副边矩阵变换器的开关管上会引起较大的电压过冲，因此矩阵变换器的安全换流一直是制约高频链变换器实现大范围推广的技术难点。常见的换流策略有四步换流策略、基于变换器输入侧线电压极性的两步换流策略，以及基于变换器输入侧线电压极性和负载电流方向的一步换流策略。
然而，上述换流策略虽然能够实现安全换流，但造成矩阵变换器的调制和控制较为复杂，导致了***可靠性降低以致影响该类变换器的推广应用。
发明内容
本发明的目的是提供一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法，针对单相高频链变换器蓄电池充放电时，在不改变蓄电池极性的情况下，通过改变后级开关管的通断，实现能量的双向流动，进而实现蓄电池的充放电功能；以及在充电时，实现前级矩阵式开关管的分离式控制，使得控制更加自由灵活。
为了解决上述存在的技术问题，本发明是通过以下技术方案实现的：
一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法，该调制方法使用的单相高频链矩阵式变换器拓扑是由交流输入电压Us、LC输入滤波器、前级矩阵式变换器、高频变压器、后级矩阵式变换器、L型滤波器、负载电阻Rdc和蓄电池E依次连接构成；
所述前级矩阵式变换器是由第一可控开关管Sp1、第二可控开关管Sp2、第三可控开关管Sp3、第四可控开关管Sp4、第五可控开关管Sn1、第六可控开关管Sn2、第七可控开关管Sn3和第八可控开关管Sn4组成；第一可控开关管Sp1的发射极与第五可控开关管Sn1的发射极连接，第六可控开关管Sn2的发射极与第二可控开关管Sp2的发射极相连，第一可控开关管Sp1的集电极与第六可控开关管Sn2的集电极连接于A节点，使第五可控开关管Sn1、第一可控开关管Sp1、第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2构成A相桥臂；第七可控开关管Sn3的发射极与第三可控开关管Sp3的发射极连接，第八可控开关管Sn4的发射极与第四可控开关管Sp4的发射极连接，第三可控开关管Sp3的集电极与第八可控开关管Sn4的集电极连接于B节点，使第七可控开关管Sn3、第三可控开关管Sp3、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4构成B相桥臂；第五可控开关管Sn1的集电极与第七可控开关管Sn3的集电极相连接于C节点；第二可控开关管Sp2的集电极与第四可控开关管Sp4的集电极相连接于D节点；
所述后级矩阵式变换器是由第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十三可控开关管Snh2、第十四可控开关管Snl2、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2组成；第九可控开关管Snl1的发射极与第十二可控开关管Sph1的发射极连接，第十三可控开关管Snh2的发射极与第十六可控开关管Spl1的发射极相连，第十二可控开关管Sph1的集电极与第十三可控开关管Snh2的集电极连接于a节点，使第九可控开关管Snl1、第十二可控开关管Sph1、第十三可控开关管Snh2和第十六可控开关管Spl2构成一相桥臂；第十可控开关管Snh1的发射极与第十一可控开关管Spl1的发射极连接，第十四可控开关管Snl2的发射极与第十五可控开关管Sph2的发射极连接，第十一可控开关管Spl1的集电极与第十四可控开关管Snl2的集电极连接于b节点，使第十可控开关管Snh1、第十一可控开关管Spl1、第十四可控开关管Snl2和第十五可控开关管Sph2构成一个桥臂；第九可控开关管Snl1的集电极与第十可控开关管Snh1的集电极相连接于c节点；第十六可控开关管Spl2的集电极与第十五可控开关管Sph2的集电极相连接于d节点；
所述交流输入电压Us一端与所述LC输入滤波器的滤波电感Lf连接，所述滤波电容Cf的一端和所述矩阵式变换器的A节点连接，其另一端与所述矩阵式变换器的B节点和所述交流输入电压Us的另一端连接；
所述前级矩阵式变换器的C节点与所述高频变压器原边的同名端连接，所述前级矩阵式变换器的D节点与所述高频变压器原边的异名端连接；
所述高频变压器副边的同名端与所述后级矩阵式变换器的a节点相连，所述高频变压器副边的异名端与所述后级矩阵式变换器的b节点相连；所述后级矩阵式变换器的c节点与输出滤波电感Ldc的一端连接，输出滤波电感Ldc的另一端依次串联负载电阻Rdc和蓄电池E正极，所述后级矩阵式变换器的d节点与蓄电池E负极连接；这里用idc表示流过负载Rdc的电流；
所述一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法包括如下内容：
充电时进行整流，后级矩阵式变换器的控制方式是第十二可控开关管Sph1、第十一可控开关管Spl1、第十六可控开关管Spl2和第十五可控开关管Sph2为全导通，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2和第十四可控开关管Snl2全关断，相当于后级矩阵式变换器为四个不控整流二极管——第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4；高频变压器前级矩阵式变换器中的第五可控开关管Sn1、第一可控开关管Sp1、第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2组成的桥臂和第七可控开关管Sn3、第三可控开关管Sp3、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4组成的桥臂在SVPWM和逻辑合成的调制下交替导通，在经过五段式SVPWM后得到四个驱动信号S1、S2、S3、S4，根据高频变压器原边电流ip正负值的检测与四个驱动信号经过“与”逻辑合成，再得到八路驱动信号分别去驱动第一——第四可控开关管Sp1～Sp4和第五——第八可控开关管Sn1～Sn4；此时实现矩阵式可控开关管的分离式控制，在空间矢量调制的基础上根据高频变压器原边电流的正负判断再进行“与”逻辑后驱动八个可控开关管；(1)工作状态1[t0-t1]，t0时刻，由于高频变压器存在漏感Llk的原因，高频变压器原边有一定值的反向电流ip，此时，触发第五可控开关管Sn1开通，关断第六可控开关管Sn2，电流的流通路径是由高频变压器流经第五可控开关管Sn1和第一可控开关管Sp1并联的二极管、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4并联的二极管；此时，高频变压器原边电流ip和交流输入电压Us同时向输入侧滤波电容Cf充电，高频变压器原边电流ip在反向输入侧电压vi钳位下由反方向开始线性降低，直到为零，此时，ip小于输出直流电流idc，idc通过第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边这三条路径向负载电阻Rdc续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通二极管钳位为零；
(2)工作状态2[t1-t2]，t1时刻ip降为零，续流结束，第一可控开关管Sp1和第四可控开关管Sp4导通，流通路径为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第四可控开关管Sp4和第八可控开关管Sn4的并联二极管，交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始给后级高频变压器漏感Llk充电，ip正向线性上升，输出的直流电流idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc以及蓄电池E进行充电；
(3)工作状态3[t2-t3]，t2时刻，前级矩阵式变换器中，第一可控开关管Sp1和第四可控开关管Sp4仍然导通，流通路径仍然为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第四可控开关管Sp4和第八可控开关管Sn4的并联二极管；交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始通过前级矩阵式变换器、高频变压器以及第一二极管D1和第四二极管D4向负载电阻Rdc以及蓄电池E充电，ip线性上升；
(4)工作状态4[t3-t4]，前级矩阵变换器中，触发第二可控开关管Sp2开通，第四可控开关管Sp4关断，流通路径为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第二可控开关管Sp2和第六可控开关管Sn2的并联二极管，A相桥臂直通，up被钳位为零，此时由于高频变压器漏感Llk的存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻Rdc以及蓄电池E提供能量，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径流通；
(5)工作状态4[t4-t5]，t4时刻变压器原边有一定值的正向电流ip，前级矩阵变换器中，触发第三可控开关管Sp3开通，第一可控开关管Sp1关断，电流的流通路径为第二可控开关管Sp2和第六可控开关管Sn2的并联二极管、第三可控开关管Sp3和第七可控开关管Sn3的并联二极管；此时，up被钳位为输入侧电压vab的负值，由于高频变压器漏感Llk的原因，ip和交流输入电压Us同时向输入侧滤波电容Cf充电，ip在反向输入侧电压vi钳位下由正方向开始线性降低，直到为零，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通的二极管钳位为零；
(6)工作状态6[t5-t6]，t5时刻ip降为零，续流结束，前级矩阵变换器中，第三可控开关管Sp3和第七可控开关管Sn3导通，电流的流通路径为第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2的并联二极管、第七可控开关管Sn3和第三可控开关管Sp3的并联二极管；交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始给高频变压器漏感充电传递能量，ip反向线性上升，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc及蓄电池E进行充电，高频变压器被直通的二极管钳位为零；
(7)工作状态7[t6-t7]，t6时刻，ip的值等于-idc，ip线性下降，电压源和输入侧滤波电容Cf开始通过前级矩阵变换器、高频变压器以及第二二极管D2和第三二极管D3向直流滤波电感和负载电阻Rdc充电；
(8)工作状态8[t7-t8]，前级矩阵式变换器中，触发第五可控开关管Sn1开通，第七可控开关管Sn3关断，电流的流通路径为第五可控开关管Sn1和第一可控开关管Sp1的并联二极管、第流可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2的并联二极管；up被钳位为零，由于高频变压器漏感Llk存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻Rdc和蓄电池E提供能量，idc通过第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径流通，此时交流输入电压Us被直通二极管钳位为零；
蓄电池E放电时进行逆变，后级矩阵式变换器的控制方式为第十二可控开关管Sph1、第十一可控开关管Spl1、第十六可控开关管Spl2和第十五可控开关管Sph2全关断，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2和第十四可控开关管Snl2进行调制；前级矩阵变换器进行逆变时的传统调制方式，无需改变蓄电池极性，能量从蓄电池E流向交流侧；本发明方法可以在任意时刻，通过控制开关管的通断来实现充放电，进而实现能量的双向流动。
工作过程大致如下：
进行充电时，高频变压器前级高频整流器首先采用SVPWM控制方法，进行空间矢量调制输出四路驱动波，经过检测高频变压器原边电流的正负，进行“与”逻辑的条件判断形成八路驱动信号，去驱动八个可控开关管。高频变压器后级矩阵式变换器为第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2全通，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2全关，相当于四个不可控二极管进行整流，根据不同的开关状态，idc通过不同的不控二极管向负载和蓄电池E提供能量。进行放电时，后级矩阵式变换器为第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2全关，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2进行逆变调制，能量从蓄电池E流向交流侧。
由于采用上述技术方案，本发明提供的一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法，与现有技术相比具有这样的有益效果：
进行充电时，首先进行SVPWM调制与SPWM相比，具有开关损耗小、动态性能快以及电压的利用率高等优点。且在变压器存在漏感时，漏感电流有一个给输入侧电容充电的续流过程，变压器的电压不会产生电压尖峰。其次和变压器原边电流正负判断后进行“与”逻辑，分离驱动开关管，使得控制更灵活、自由，同时也减少了因为开关管常通而造成的损耗。本发明兼具了SVPWM调制和开关管分离式控制的优点。进行放电时，只需控制后级开关管的通断，进行逆变调制，无需改变蓄电池极性。本发明方法可以在任意时刻，通过控制开关管的通断来实现充电，进而实现能量的双向流动。
附图说明
图1为本发明所用单相高频链矩阵式变换器蓄电池充放电电路拓扑图；
图2为本发明方法的***原理框图；
图3为蓄电池充电时等效拓扑电路图；
图4为蓄电池充电时单相高频链矩阵式变换器开关分离式控制的调制原理图；
图5为蓄电池充电时本发明方法控制下一个高频周期内的工作状态图；
图6为蓄电池充电时本发明方法各个工作状态的等效电路图；
图7为蓄电池放电时等效拓扑电路图；
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
如图1所示，为本发明方法的拓扑结构图，该调制方法使用的单相高频链矩阵式变换器拓扑是由交流输入电压Us、LC输入滤波器、前级矩阵式变换器、高频变压器、后级矩阵式变换器、L型滤波器、负载电阻Rdc和蓄电池E依次连接构成；
所述前级矩阵式变换器是由第一可控开关管Sp1、第二可控开关管Sp2、第三可控开关管Sp3、第四可控开关管Sp4、第五可控开关管Sn1、第六可控开关管Sn2、第七可控开关管Sn3和第八可控开关管Sn4组成；第一可控开关管Sp1的发射极与第五可控开关管Sn1的发射极连接，第六可控开关管Sn2的发射极与第二可控开关管Sp2的发射极相连，第一可控开关管Sp1的集电极与第六可控开关管Sn2的集电极连接于A节点，使第五可控开关管Sn1、第一可控开关管Sp1、第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2构成A相桥臂；第七可控开关管Sn3的发射极与第三可控开关管Sp3的发射极连接，第八可控开关管Sn4的发射极与第四可控开关管Sp4的发射极连接，第三可控开关管Sp3的集电极与第八可控开关管Sn4的集电极连接于B节点，使第七可控开关管Sn3、第三可控开关管Sp3、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4构成B相桥臂；第五可控开关管Sn1的集电极与第七可控开关管Sn3的集电极相连接于C节点；第二可控开关管Sp2的集电极与第四可控开关管Sp4的集电极相连接于D节点；
所述后级矩阵式变换器是由第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十三可控开关管Snh2、第十四可控开关管Snl2、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2组成；第九可控开关管Snl1的发射极与第十二可控开关管Sph1的发射极连接，第十三可控开关管Snh2的发射极与第十六可控开关管Spl1的发射极相连，第十二可控开关管Sph1的集电极与第十三可控开关管Snh2的集电极连接于a节点，使第九可控开关管Snl1、第十二可控开关管Sph1、第十三可控开关管Snh2和第十六可控开关管Spl2构成一相桥臂；第十可控开关管Snh1的发射极与第十一可控开关管Spl1的发射极连接，第十四可控开关管Snl2的发射极与第十五可控开关管Sph2的发射极连接，第十一可控开关管Spl1的集电极与第十四可控开关管Snl2的集电极连接于b节点，使第十可控开关管Snh1、第十一可控开关管Spl1、第十四可控开关管Snl2和第十五可控开关管Sph2构成一个桥臂；第九可控开关管Snl1的集电极与第十可控开关管Snh1的集电极相连接于c节点；第十六可控开关管Spl2的集电极与第十五可控开关管Sph2的集电极相连接于d节点；
所述交流输入电压Us一端与所述LC输入滤波器的滤波电感Lf连接，所述滤波电容Cf的一端和所述矩阵式变换器的A节点连接，其另一端与所述矩阵式变换器的B节点和所述交流输入电压Us的另一端连接；
所述前级矩阵式变换器的C节点与所述高频变压器原边的同名端连接，所述前级矩阵式变换器的D节点与所述高频变压器原边的异名端连接；
所述高频变压器副边的同名端与所述后级矩阵式变换器的a节点相连，所述高频变压器副边的异名端与所述后级矩阵式变换器的b节点相连；所述后级矩阵式变换器的c节点与输出滤波电感Ldc的一端连接，输出滤波电感Ldc的另一端依次串联负载电阻Rdc和蓄电池E正极，所述后级矩阵式变换器的d节点与蓄电池E负极连接；这里用idc表示流过负载Rdc的电流。
所述一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法包括如下内容：
充电时进行整流，后级矩阵式变换器的控制方式是第十二可控开关管Sph1、第十一可控开关管Spl1、第十六可控开关管Spl2和第十五可控开关管Sph2为全导通，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2和第十四可控开关管Snl2全关断，相当于后级矩阵式变换器为四个不控整流二极管——第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4；高频变压器前级矩阵式变换器中的第五可控开关管Sn1、第一可控开关管Sp1、第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2组成的桥臂和第七可控开关管Sn3、第三可控开关管Sp3、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4组成的桥臂在SVPWM和逻辑合成的调制下交替导通，在经过五段式SVPWM后得到四个驱动信号S1、S2、S3、S4，根据高频变压器原边电流ip正负值的检测与四个驱动信号经过“与”逻辑合成，再得到八路驱动信号分别去驱动第一——第四可控开关管Sp1～Sp4和第五——第八可控开关管Sn1～Sn4；此时实现矩阵式可控开关管的分离式控制，在空间矢量调制的基础上根据高频变压器原边电流的正负判断再进行“与”逻辑后驱动八个可控开关管；这样避免了单纯的空间矢量调制时使用同一个驱动逻辑而造成的开关管常通而造成的损耗，且使控制更自由独立。
如图2所示为本发明方法的***原理框图，可以分为三部分，标号1为蓄电池充电时的整流部分，包括本发明方法的调制方式—开关分离式控制、前级矩阵式变换器、后级双向开关管的控制，其中后级控制为第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2全通，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2全关断，相当于后级为四个不控整流二极管。标号2为蓄电池放电时的逆变部分，包括后级双向开关管的控制、前级驱动信号、前级矩阵式变换器。其中后级控制方式为第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2全关断，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2进行调制。
如图3所示为蓄电池充电时等效拓扑电路图。当蓄电池进行充电时，是AC-DC矩阵变换器，相当于一个整流器，后级第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2一直开通，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2一直关断，等效为后级为四个不控二极管进行整流。
如图4所示蓄电池E充电时单相高频链矩阵式变换器开关分离式控制的调制原理图。首先进行扇区判断，当输入侧电流im>0时，判断为第一扇区，当输入侧电流im<0时，判断为第2扇区。利用空间电流矢量进行相应的矢量合成，使得合成矢量等于输入侧电流矢量。图(a)为电流矢量合成，为满足高频变压器的伏秒平衡，实现双极磁化的磁复位，输入侧电流空间矢量It可由一个正组有效电流矢量和一个反组有效电流矢量以及零电流矢量合成，以第1扇区矢量合成为例，在一个高频开关周期内，前级矩阵式变换器输出正极脉冲时，电流It +由I1 +和I0合成，高频变压器副边电流is合成正的输出直流电流idc；前级矩阵式变换器输出负极脉冲时，电流It －由I1 －和I0合成，高频变压器副边电流is合成负的idc。图(b)为第1扇区的矢量合成模式，矢量合成顺序为：第一段首先进行零矢量合成，第二段进行正方向的有效矢量合成，第三段进行零矢量合成，第四段进行反方向的有效矢量合成，最后一段进行零矢量合成。图(c)为矩阵开关管分离式控制的示意图，其中左图为一体式控制的开关模式图，一体式控制即两个开关管用同一个驱动信号去驱动。右图为分离式控制的开关模式图，分离式的驱动信号是两个不同的驱动信号。本发明方法中是在SVPWM调制一体式控制的基础上进行逻辑合成，再进行灵活的分离式控制。图(d)是进行SVPWM调制，根据以上介绍的扇区划分和矢量合成调制生成四路驱动信号S1、S2、S3、S4。经过SVPWM调制后再进行逻辑的合成。(e)所示，当高频变压器原边电流大于等于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S1时，输出的驱动波形去驱动第一可控开关管Sp1，当高频变压器原边电流小于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S1时，输出的驱动波形去驱动第五可控开关管Sn1；当高频变压器原边电流小于等于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S2时，输出的驱动波形去驱动第六可控开关管Sn2，当高频变压器原边电流大于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S2时，输出的驱动波形去驱动第二可控开关管Sp2；当高频变压器原边电流大于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S3时，输出的驱动波形去驱动第三可控开关管Sp3，当高频变压器原边电流小于等于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S4时，输出的驱动波形去驱动第七可控开关管Sn3；当高频变压器原边电流大于等于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S4时，输出的驱动波形去驱动第四可控开关管Sp4；当高频变压器原边电流小于零并且经过SVPWM调制后的驱动波形为S4时，输出的驱动波形去驱动第八可控开关管Sn4。
如图5所示为蓄电池E充电时本发明方法控制下一个高频周期内的工作状态图。本发明方法选取单相输入电流大于零的一个高频周期内进行分析，得到的八路驱动波形图如图5所示，其中给出了高频变压器原副边电压波形up、us，ip为高频变压器原边电流波形。
如图6所示，蓄电池E充电时本发明方法各个工作状态的等效电路图。
(1)工作状态1[t0-t1]，t0时刻，由于高频变压器存在漏感Llk的原因，高频变压器原边有一定值的反向电流ip，此时，触发第五可控开关管Sn1开通，关断第六可控开关管Sn2，电流的流通路径如图6实线所示的路径，是由高频变压器流经第五可控开关管Sn1和第一可控开关管Sp1并联的二极管、第八可控开关管Sn4和第四可控开关管Sp4并联的二极管；此时，高频变压器原边电流ip和交流输入电压Us同时向输入侧滤波电容Cf充电，高频变压器原边电流ip在反向输入侧电压vi钳位下由反方向开始线性降低，直到为零，此时，ip小于输出直流电流idc，idc通过第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边这三条路径向负载电阻Rdc续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通二极管钳位为零；
(2)工作状态2[t1-t2]，t1时刻ip降为零，续流结束，第一可控开关管Sp1和第四可控开关管Sp4导通，流通路径为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第四可控开关管Sp4和第八可控开关管Sn4的并联二极管，交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始给后级高频变压器漏感Llk充电，ip正向线性上升，输出的直流电流idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc以及蓄电池E进行充电；
(3)工作状态3[t2-t3]，t2时刻，前级矩阵式变换器中，第一可控开关管Sp1和第四可控开关管Sp4仍然导通，流通路径仍然为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第四可控开关管Sp4和第八可控开关管Sn4的并联二极管；交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始通过前级矩阵式变换器、高频变压器以及第一二极管D1和第四二极管D4向负载电阻Rdc以及蓄电池E充电，ip线性上升；
(4)工作状态4[t3-t4]，前级矩阵变换器中，触发第二可控开关管Sp2开通，第四可控开关管Sp4关断，流通路径为第一可控开关管Sp1和第五可控开关管Sn1的并联二极管、第二可控开关管Sp2和第六可控开关管Sn2的并联二极管，A相桥臂直通，up被钳位为零，此时由于高频变压器漏感Llk的存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻Rdc以及蓄电池E提供能量，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径流通；
(5)工作状态4[t4-t5]，t4时刻变压器原边有一定值的正向电流ip，前级矩阵变换器中，触发第三可控开关管Sp3开通，第一可控开关管Sp1关断，电流的流通路径为第二可控开关管Sp2和第六可控开关管Sn2的并联二极管、第三可控开关管Sp3和第七可控开关管Sn3的并联二极管；此时，up被钳位为输入侧电压vab的负值，由于高频变压器漏感Llk的原因，ip和交流输入电压Us同时向输入侧滤波电容Cf充电，ip在反向输入侧电压vi钳位下由正方向开始线性降低，直到为零，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通的二极管钳位为零；
(6)工作状态6[t5-t6]，t5时刻ip降为零，续流结束，前级矩阵变换器中，第三可控开关管Sp3和第七可控开关管Sn3导通，电流的流通路径为第六可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2的并联二极管、第七可控开关管Sn3和第三可控开关管Sp3的并联二极管；交流输入电压Us和输入侧滤波电容Cf开始给高频变压器漏感充电传递能量，ip反向线性上升，idc经第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径向负载电阻Rdc及蓄电池E进行充电，高频变压器被直通的二极管钳位为零；
(7)工作状态7[t6-t7]，t6时刻，ip的值等于-idc，ip线性下降，电压源和输入侧滤波电容Cf开始通过前级矩阵变换器、高频变压器以及第二二极管D2和第三二极管D3向直流滤波电感和负载电阻Rdc充电；
(8)工作状态8[t7-t8]，前级矩阵式变换器中，触发第五可控开关管Sn1开通，第七可控开关管Sn3关断，电流的流通路径为第五可控开关管Sn1和第一可控开关管Sp1的并联二极管、第流可控开关管Sn2和第二可控开关管Sp2的并联二极管；up被钳位为零，由于高频变压器漏感Llk存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻Rdc和蓄电池E提供能量，idc通过第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3、第四二极管D4以及高频变压器副边三条路径流通，此时交流输入电压Us被直通二极管钳位为零。
如图7所示为蓄电池E放电时等效拓扑电路图。此时是一个DC-AC矩阵变换器，相当于一个逆变器，后级第十一可控开关管Spl1、第十二可控开关管Sph1、第十五可控开关管Sph2和第十六可控开关管Spl2一直关断，第九可控开关管Snl1、第十可控开关管Snh1、第十三可控开关管Snh2、和第十四可控开关管Snl2进行调制。此时后级电路等效为由四个可控开关管组成的全桥电路。
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (1)

1.一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法，该调制方法使用的单相高频链矩阵式变换器拓扑是由交流输入电压(Us)、LC输入滤波器、前级矩阵式变换器、高频变压器、后级矩阵式变换器、L型滤波器、负载电阻Rdc和蓄电池E依次连接构成；
所述前级矩阵式变换器是由第一可控开关管(Sp1)、第二可控开关管(Sp2)、第三可控开关管(Sp3)、第四可控开关管(Sp4)、第五可控开关管(Sn1)、第六可控开关管(Sn2)、第七可控开关管(Sn3)和第八可控开关管(Sn4)组成；第一可控开关管(Sp1)的发射极与第五可控开关管(Sn1)的发射极连接，第六可控开关管(Sn2)的发射极与第二可控开关管(Sp2)的发射极相连，第一可控开关管(Sp1)的集电极与第六可控开关管(Sn2)的集电极连接于A节点，使第五可控开关管(Sn1)、第一可控开关管(Sp1)、第六可控开关管(Sn2)和第二可控开关管(Sp2)构成A相桥臂；第七可控开关管(Sn3)的发射极与第三可控开关管(Sp3)的发射极连接，第八可控开关管(Sn4)的发射极与第四可控开关管(Sp4)的发射极连接，第三可控开关管(Sp3)的集电极与第八可控开关管(Sn4)的集电极连接于B节点，使第七可控开关管(Sn3、)第三可控开关管(Sp3)、第八可控开关管(Sn4)和第四可控开关管(Sp4)构成B相桥臂；第五可控开关管(Sn1)的集电极与第七可控开关管(Sn3)的集电极相连接于C节点；第二可控开关管(Sp2)的集电极与第四可控开关管(Sp4)的集电极相连接于D节点；
所述后级矩阵式变换器是由第九可控开关管(Snl1)、第十可控开关管(Snh1)、第十一可控开关管(Spl1)、第十二可控开关管(Sph1)、第十三可控开关管(Snh2)、第十四可控开关管(Snl2)、第十五可控开关管(Sph2)和第十六可控开关管(Spl2)组成；第九可控开关管(Snl1)的发射极与第十二可控开关管(Sph1)的发射极连接，第十三可控开关管(Snh2)的发射极与第十六可控开关管(Spl1)的发射极相连，第十二可控开关管(Sph1)的集电极与第十三可控开关管(Snh2)的集电极连接于a节点，使第九可控开关管(Snl1)、第十二可控开关管(Sph1)、第十三可控开关管(Snh2)和第十六可控开关管(Spl2)构成一相桥臂；第十可控开关管(Snh1)的发射极与第十一可控开关管(Spl1)的发射极连接，第十四可控开关管(Snl2)的发射极与第十五可控开关管(Sph2)的发射极连接，第十一可控开关管(Spl1)的集电极与第十四可控开关管(Snl2)的集电极连接于b节点，使第十可控开关管(Snh1)、第十一可控开关管(Spl1)、第十四可控开关管(Snl2)和第十五可控开关管(Sph2)构成一个桥臂；第九可控开关管(Snl1)的集电极与第十可控开关管(Snh1)的集电极相连接于c节点；第十六可控开关管(Spl2)的集电极与第十五可控开关管(Sph2)的集电极相连接于d节点；
所述交流输入电压(Us)一端与所述LC输入滤波器的滤波电感(Lf)连接，所述滤波电容(Cf的)一端和所述矩阵式变换器的A节点连接，其另一端与所述矩阵式变换器的B节点和所述交流输入电压(Us)的另一端连接；
所述前级矩阵式变换器的C节点与所述高频变压器原边的同名端连接，所述前级矩阵式变换器的D节点与所述高频变压器原边的异名端连接；
所述高频变压器副边的同名端与所述后级矩阵式变换器的a节点相连，所述高频变压器副边的异名端与所述后级矩阵式变换器的b节点相连；所述后级矩阵式变换器的c节点与输出滤波电感(Ldc)的一端连接，输出滤波电感(Ldc)的另一端依次串联负载电阻(Rdc)和蓄电池(E)正极，所述后级矩阵式变换器的d节点与蓄电池(E)负极连接；这里用idc表示流过负载(Rdc)的电流；
所述一种蓄电池充放电单相高频链矩阵变换器分离式矢量调制方法包括如下内容：
充电时进行整流，后级矩阵式变换器的控制方式是第十二可控开关管(Sph1)、第十一可控开关管(Spl1、)第十六可控开关管(Spl2)和第十五可控开关管(Sph2)为全导通，第九可控开关管(Snl1)、第十可控开关管(Snh1)、第十三可控开关管(Snh2)和第十四可控开关管(Snl2)全关断，相当于后级矩阵式变换器为四个不控整流二极管——第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)和第四二极管(D4)；高频变压器前级矩阵式变换器中的第五可控开关管(Sn1)、第一可控开关管(Sp1)、第六可控开关管(Sn2)和第二可控开关管(Sp2)组成的桥臂和第七可控开关管(Sn3)、第三可控开关管(Sp3)、第八可控开关管(Sn4)和第四可控开关管(Sp4)组成的桥臂在SVPWM和逻辑合成的调制下交替导通，在经过五段式SVPWM后得到四个驱动信号S1、S2、S3、S4，根据高频变压器原边电流ip正负值的检测与四个驱动信号经过“与”逻辑合成，再得到八路驱动信号分别去驱动第一——第四可控开关管(Sp1～Sp4)和第五——第八可控开关管(Sn1～Sn4)；此时实现矩阵式可控开关管的分离式控制，在空间矢量调制的基础上根据高频变压器原边电流的正负判断再进行“与”逻辑后驱动八个可控开关管；
(1)工作状态1[t0-t1]，t0时刻，由于高频变压器存在漏感(Llk)的原因，高频变压器原边有一定值的反向电流ip，此时，触发第五可控开关管(Sn1)开通，关断第六可控开关管(Sn2)，电流的流通路径是由高频变压器流经第五可控开关管(Sn1)和第一可控开关管(Sp1)并联的二极管、第八可控开关管(Sn4)和第四可控开关管(Sp4)并联的二极管；此时，高频变压器原边电流ip和交流输入电压(Us)同时向输入侧滤波电容(Cf)充电，高频变压器原边电流ip在反向输入侧电压vi钳位下由反方向开始线性降低，直到为零，此时，ip小于输出直流电流idc，idc通过第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边这三条路径向负载电阻(Rdc)续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通二极管钳位为零；
(2)工作状态2[t1-t2]，t1时刻ip降为零，续流结束，第一可控开关管(Sp1)和第四可控开关管(Sp4)导通，流通路径为第一可控开关管(Sp1)和第五可控开关管(Sn1)的并联二极管、第四可控开关管(Sp4)和第八可控开关管(Sn4)的并联二极管，交流输入电压(Us)和输入侧滤波电容(Cf)开始给后级高频变压器漏感(Llk)充电，ip正向线性上升，输出的直流电流idc经第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边三条路径向负载电阻(Rdc)以及蓄电池(E)进行充电；
(3)工作状态3[t2-t3]，t2时刻，前级矩阵式变换器中，第一可控开关管(Sp1)和第四可控开关管(Sp4)仍然导通，流通路径仍然为第一可控开关管(Sp1)和第五可控开关管(Sn1)的并联二极管、第四可控开关管(Sp4)和第八可控开关管(Sn4)的并联二极管；交流输入电压(Us)和输入侧滤波电容(Cf)开始通过前级矩阵式变换器、高频变压器以及第一二极管(D1)和第四二极管(D4)向负载电阻(Rdc)以及蓄电池(E)充电，ip线性上升；
(4)工作状态4[t3-t4]，前级矩阵变换器中，触发第二可控开关管(Sp2)开通，第四可控开关管(Sp4)关断，流通路径为第一可控开关管(Sp1)和第五可控开关管(Sn1)的并联二极管、第二可控开关管(Sp2)和第六可控开关管(Sn2)的并联二极管，A相桥臂直通，up被钳位为零，此时由于高频变压器漏感(Llk)的存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻(Rdc)以及蓄电池(E)提供能量，idc经第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边三条路径流通；
(5)工作状态4[t4-t5]，t4时刻变压器原边有一定值的正向电流ip，前级矩阵变换器中，触发第三可控开关管(Sp3)开通，第一可控开关管(Sp1)关断，电流的流通路径为第二可控开关管(Sp2)和第六可控开关管(Sn2)的并联二极管、第三可控开关管(Sp3)和第七可控开关管(Sn3)的并联二极管；此时，up被钳位为输入侧电压vab的负值，由于高频变压器漏感(Llk)的原因，ip和交流输入电压(Us)同时向输入侧滤波电容(Cf)充电，ip在反向输入侧电压vi钳位下由正方向开始线性降低，直到为零，idc经第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边三条路径向负载电阻(Rdc)续流提供能量，实现自然换流，高频变压器副边电压被直通的二极管钳位为零；
(6)工作状态6[t5-t6]，t5时刻ip降为零，续流结束，前级矩阵变换器中，第三可控开关管(Sp3)和第七可控开关管(Sn3)导通，电流的流通路径为第六可控开关管(Sn2)和第二可控开关管(Sp2)的并联二极管、第七可控开关管(Sn3)和第三可控开关管(Sp3)的并联二极管；交流输入电压(Us)和输入侧滤波电容(Cf)开始给高频变压器漏感充电传递能量，ip反向线性上升，idc经第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边三条路径向负载电阻(Rdc)及蓄电池(E)进行充电，高频变压器被直通的二极管钳位为零；
(7)工作状态7[t6-t7]，t6时刻，ip的值等于-idc，ip线性下降，电压源和输入侧滤波电容(Cf)开始通过前级矩阵变换器、高频变压器以及第二二极管(D2)和第三二极管(D3)向直流滤波电感和负载电阻(Rdc)充电；
(8)工作状态8[t7-t8]，前级矩阵式变换器中，触发第五可控开关管(Sn1)开通，第七可控开关管(Sn3)关断，电流的流通路径为第五可控开关管(Sn1)和第一可控开关管(Sp1)的并联二极管、第流可控开关管(Sn2)和第二可控开关管(Sp2)的并联二极管；up被钳位为零，由于高频变压器漏感(Llk)存在，高频变压器原边电流ip和idc向负载电阻(Rdc)和蓄电池(E)提供能量，idc通过第一二极管(D1)、第二二极管(D2)和第三二极管(D3)、第四二极管(D4)以及高频变压器副边三条路径流通，此时交流输入电压(Us)被直通二极管钳位为零；
蓄电池(E)放电时进行逆变，后级矩阵变换器的控制方式为第十二可控开关管(Sph1)、第十一可控开关管(Spl1)、第十六可控开关管(Spl2)和第十五可控开关管(Sph2)全关断，第九可控开关管(Snl1)、第十可控开关管(Snh1)、第十三可控开关管(Snh2)和第十四可控开关管(Snl2)进行调制；前级矩阵变换器进行逆变时的传统调制方式，无需改变蓄电池极性，能量从蓄电池(E)流向交流侧。
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