CN110504852A

CN110504852A - 一种带电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法

Info

Publication number: CN110504852A
Application number: CN201910867754.XA
Authority: CN
Inventors: 胡长生; 徐德鸿; 王睿哲; 张军明; 应美; 金宇善
Original assignee: Lekin Electronic Research And Development Center (shanghai) Co Ltd; Zhejiang University ZJU
Current assignee: Lekin Electronic Research And Development Center (shanghai) Co Ltd; Zhejiang University ZJU
Priority date: 2019-09-14
Filing date: 2019-09-14
Publication date: 2019-11-26
Anticipated expiration: 2039-09-14
Also published as: CN110504852B

Abstract

本发明公开一种带有源电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法，其拓扑包括了电网侧单位功率因数PWM整流电路、全桥移相控制DC/DC变换电路、有源直流电压解耦电路和实现所有开关管零电压软开关的谐振支路，通过有源直流电压解耦电路的控制，大幅度减小直流总线电容容量，提高充电器功率密度；调制方式包括PWM整流电路、DC/DC变换电路、有源直流电压解耦电路和谐振支路的软开关调制方法，具体是把PWM整流电路的桥臂开关器件的控制信号、有源直流电压解耦电路开关器件的控制信号与DC/DC变换桥臂开关器件的控制信号的上升沿进行同步，通过谐振支路的控制，在开关周期内实现所有开关的零电压开通，提高拓扑的转换效率。

Description

一种带电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法

技术领域

本发明涉及变流器调制技术领域，尤其涉及一种带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法。

背景技术

传统的由两级电能变换电路构成的车载充电器电路，由于前级的PFC模块本身特性为了消除两级间直流总线上的二倍工频纹波，直流总线上需要并接大容量的电容，导致车载充电器功率密度低。现有的电压解耦电路虽然能够减小直流总线上的电容容量，但由于电压解耦电路的开关器件工作于硬开关模式，导致电压解耦电路引入无源器件体积大，导致车载充电器的转换效率低、功率密度提升不明显。因此常规的带电压解耦的单相充电器拓扑由于工作于硬开关模式，存在电压解耦电路中的无源器件体积大，整体功率密度无法大幅度提升、转换效率低等问题。

发明内容

本发明目的在于克服现有充电器拓扑中的缺点，提供一种带电压解耦的单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方式，实现直流总线电容容量的大幅度减小，同时实现单位功率因数PWM整流电路的开关管、移相控制DC/DC电路的开关管、电压解耦电路的开关管和辅助软开关谐振回路的开关管工作于零电压开通模式，提高充电器的转换效率和功率密度。

本发明的一个方面，提供一种带有源电压解耦的单相软开关充电器拓扑，如图1所示，其特征在于：所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器电路包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、和直流总线电压解耦支路组成。其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r1、D_r1和S_r3、D_r3，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r2、D_r2和S_r4、D_r4，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i1、D_i1和S_i3、D_i3，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i2、D_i2和S_i4、D_i4。谐振支路的辅助开关及其反并二极管分别为S_aux、D_aux，谐振支路还包括谐振电感L_r和箝位电容C_c。直流总线电压解耦电路包括一组两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、电感L_pd和储能电容C_pd，其桥臂的上、下开关器件及其反并二极管分别为S_d1、D_d1和S_d2、D_d2。

第一、二组桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点分别通过输入滤波电路与交流电网连接，以PWM整流方式实现电网电流的单位功率因数。第三桥臂、第四桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极也分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过谐振漏感L_k与变压器一次侧绕组相连接，按移相控制实现DC/DC变换。直流总线电压解耦支路中桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极同样分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过电感L_pd连接到储能电容C_pd，通过PWM控制储能电容C_pd的充电和放电，实现直流总线电压解耦，消除直流总线上的二倍工频纹波。谐振支路由辅助开关与箝位电容C_c串联后再与谐振电感L_r并联，谐振支路一端与直流总线电容C_dc的正极相连，一端与正母线相连，直流总线电容C_dc的负极与直流总线的负母线相连，通过控制该谐振支路的开关器件的关断的相位和占空比，实现第一、二、三、四组桥臂的开关器件、谐振支路上的辅助开关、直流总线电压解耦电路和谐振支路中的开关器件均工作于零电流开通模式。所述隔离变压器二次侧绕组输出通过整流桥电路和输出滤波电路给电池进行充电。

本发明内容的另一个方面，提供一种配合上述带有源电压解耦的单相软开关充电器拓扑的调制方法，如图2所示，包括整流调制波计算模块、载波信号发生模块、移相角度计算模块、解耦支路开关管调制波计算模块、辅助开关管调制波计算模块、电流扇区判定模块、第一PWM调制模块、第二PWM调制模块、第三PWM调制模块、ZVS脉冲调制模块、脉冲上升沿同步控制模块、PWM脉冲叠加调制模块。以上模块对带有源电压解耦的单相零电压软开关充电器电路的主开关S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及辅助开关S_aux进行零电压开关调制。整流调制波计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第一PWM调制模块，所述第一PWM调制模块用于生成第一桥臂上下管原始驱动信号v_sr1、v_sr3和第二桥臂上下管原始驱动信号v_sr2、v_sr4。移相角度计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第二PWM调制模块，第二PWM调制模块用于生成第三、第四桥臂开关管的原始控制信号v_si1、v_si3、v_si2、v_si4。解耦支路开关管调制波计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第三PWM调制模块，第三PWM调制模块用于生成功率解耦支路开关管的原始控制信号v_sd1、v_sd2。脉冲上升沿同步控制模块根据电流扇区判定模块确定第一、第二桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿、解耦支路桥臂的开关管驱动脉冲上升沿与第三、第四桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿对齐方式。辅助开关管调制波计算模块和和载波信号发生模块的输出信号进入ZVS脉冲调制模块，ZVS脉冲调制模块的端口2的输出信号v_sc与原始控制信号v_sr1、v_sr3、v_sr2、v_sr4、v_si1、v_si3、v_si2、v_si4、v_sd1、v_sd2一起输入至PWM脉冲叠加调制模块分别产生开关管S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2的控制PWM信号v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}、v_{gs_Si1}～v_{gs_Si3}、v_{gs_Sd1}～v_{gs_Sd2}实现对S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及S_aux的零电压软开关调制。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

根据本发明，只需利用一个谐振支路能实现包括单位功率因数PWM整流电路、移相全桥DC/DC电路、有源功率解耦电路和谐振支路上的所有开关管在全工作区域实现零电压开通，转换效率高。

并且，本发明另外的效果在于PWM整流电路、移相全桥DC/DC电路、有源功率解耦支路的开关频率固定，有利于拓扑中的无源器件的优化，提高充电器的功率密度和转换效率。

附图说明

图1为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路。

图2为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路调制方法的产生方式。

图3为电流扇区划分示意图。

图4为第一PWM调制模块内部结构。

图5为第二PWM调制模块内部结构。

图6为第三PWM调制模块内部结构。

图7为ZVS(零电压)脉冲调制模块内部结构。

图8为脉冲上升沿同步控制模块内部结构。

图9为PWM脉冲叠加调制模块内部结构。

图10为一个工频周期内，电路中主开关管需要实现零电压开通的时刻示意图(为图中蓝色标注的驱动上升沿时刻)。

图11为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路工作在电流第I扇区时，一个三角载波周期内调制信号波形。

图12为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路工作在电流第I扇区时，一个三角载波周期内的开关脉冲控制时序图。

图13～图29为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路工作在电流第I扇区时，一个三角载波周期内的拓扑阶段工作等效电路，其他扇区工作情况类似。由于整流器、有源功率解耦支路、移相全桥DC-DC变换器的工作相互独立，整流器占空比D_pwm、有源功率解耦支路占空比D_pd和移相全桥DC-DC变换器移相角δ的值相互独立，本阶段分析以D_pd>(1-δ)>D_pwm为例，其他占空比关系时阶段分析类似。

图30为带有源功率解耦的单相零电压软开关充电器电路工作在电流第I扇区时，一个三角载波周期内，电路主要电压电流波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明。

参照图1，带有源功率解耦的单相零电压软开关车载充电器电路包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、和直流总线电压解耦支路组成。其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r1、D_r14和S_r3、D_r36，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r2、D_r25和S_r4、D_r47，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i1、D_i116和S_i3、D_i318，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i2、D_i217和S_i4、D_i419。谐振支路的辅助开关及其反并二极管分别为S_aux、D_aux8，谐振支路还包括谐振电感L_r10和箝位电容C_c9。直流总线电压解耦支路包括一组两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、电感L_pd14和储能电容C_pd15，其桥臂的上、下开关器件及其反并二极管分别为S_d1、D_d112和S_d2、D_d213。

第一、二组桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点分别通过输入滤波电路与交流电网连接，以PWM整流方式实现电网电流的单位功率因数。第三桥臂、第四桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极也分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过谐振漏感L_k20与变压器一次侧绕组相连接，按移相控制实现DC/DC变换。直流总线电压解耦支路中桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极同样分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过电感L_pd14连接到储能电容C_pd15，通过PWM控制储能电容C_pd15的充电和放电，实现直流总线电压解耦，消除直流总线上的二倍工频纹波。谐振支路由辅助开关与箝位电容C_c9串联后再与谐振电感L_r10并联，谐振支路一端与直流总线电容C_dc11的正极相连，一端与正母线相连，直流总线电容C_dc11的负极与直流总线的负母线相连，通过控制该谐振支路的开关器件的关断的相位和占空比，实现第一、二、三、四组桥臂的开关器件、谐振支路上的辅助开关和直流总线电压解耦支路中的开关器件均零电流开通。所述隔离变压器二次侧绕组输出通过整流桥电路和输出滤波电路给电池进行充电。

参考图2，带电压解耦的单相零电压软开关车载充电器电路的调制方法，包括整流调制波计算模块29、载波信号发生模块30、移相角度计算模块31、解耦支路开关管调制波计算模块32、辅助开关管调制波计算模块33、电流扇区判定模块34、第一PWM调制模块35、第二PWM调制模块36、第三PWM调制模块37、ZVS脉冲调制模块38、脉冲上升沿同步控制模块39、PWM脉冲叠加调制模块40。以上模块对带有源电压解耦的单相零电压软开关充电器电路的主开关S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及辅助开关S_aux进行零电压开关调制。整流调制波计算模块29和载波信号发生模块30的输出信号进入第一PWM调制模块35，所述第一PWM调制模块用于生成第一桥臂上下管原始驱动信号v_sr1、v_sr3和第二桥臂上下管原始驱动信号v_sr2、v_sr4。移相角度计算模块31和载波信号发生模块30的输出信号进入第二PWM调制模块36，第二PWM调制模块用于生成第三、第四桥臂开关管的原始控制信号v_si1、v_si3、v_si2、v_si4。解耦支路开关管调制波计算模块32和载波信号发生模块30的输出信号进入第三PWM调制模块37，第三PWM调制模块用于生成功率解耦支路开关管的原始控制信号v_sd1、v_sd2。脉冲上升沿同步控制模块39根据电流扇区判定模块34确定第一、第二桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿、解耦支路桥臂的开关管驱动脉冲上升沿与第三、第四桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿对齐方式。

参考图3，根据图1中规定的电网电流i_g和解耦支路电感电流i_pd的正方向，可将一个电网工频周期内的电流划分成四个扇区。扇区I对应电网电流i_g、解耦支路电流i_pd大于等于零，扇区II对应电网电流i_g大于零于零、解耦支路电流i_pd小于零，扇区III对应电网电流i_g小于零，解耦支路电流i_pd大于等于零，扇区IV对应电网电流i_g小于零，解耦支路i_pd小于零，决定脉冲上升沿同步控制模块39的脉冲对齐方式。

参考图4，第一PWM调制模块35包括第一反相器52、第二比较器53、第三比较器54、第二反相器55、第三反相器56、第一上升沿延时模块57、第二上升沿延时模块58、第三上升沿延时模块59、第四上升沿延时模块60。载波信号发生模块30生成的三角载波与整流调制波计算模块29生成的整流调制波经过第二比较器和第一上升延时模块生成第一桥臂上管原始驱动信号v_sr1，第二比较器输出经过第二反相器和第二上升沿延时模块生成第一桥臂下管原始驱动信号v_sr3。整流调制波经过第一反相器的输出与三角载波经过第三比较器和第三上升沿延时模块生成第二桥臂上管原始驱动信号v_sr2，第三比较器的输出经过第三反相器和第四上升沿延时模块生成第二桥臂下管原始驱动信号v_sr4。

参考图5，第二PWM调制模块36包括第四比较器62、第五比较器63、第四反相器64、第五反相器65、第五上升沿延时模块66、第六上升沿延时模块67、第一上升沿左平移模块68、第二上升沿左平移模块69。载波信号发生模块30生成的第一锯齿载波与移相调制波v₁经过第四比较器、第五上升沿延时模块的输出，经过第一上升沿左平移模块平移0.5δT_s宽度生成第三桥臂的上管脉冲控制信号v_si1。第四比较器的输出经过第四反相器和第六上升沿延时模块后，经过第二上升沿左平移模块平移0.5δT_s宽度生成第三桥臂的下管脉冲控制信号v_si3。

参考图6，第三PWM调制模块37包括第六比较器70、第六反相器71、第七上升沿延时模块72、第八上升沿延时模块73。载波信号发生模块30生成的三角载波与解耦支路调制波v_pd经过第六比较器、第七上升沿延时模块生成解耦支路上管原始驱动控制信号v_sd1，第六比较器的输出经过第六反相器和第八上升沿延时模块生成解耦支路下管原始驱动控制信号v_sd2。

参考图7，ZVS脉冲调制模块38包括第八比较器74、第七比较器75、第一与门76、第七反相器77、第九上升沿延时模块78、第一下降沿提前模块79。载波信号发生模块30生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v₁经过第八比较器的输出和载波信号发生模块30生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v₂经过第七比较器的输出，经第一与门，生成短路脉冲叠加信号v_sc，第一与门的输出经过第七反相器、第九上升沿延时模块和第一下降沿提前模块生成辅助开关管驱动信号v_{gs_saux}。

参考图8，脉冲上升沿同步控制模块39包括第三、第四、第五、第六上升沿同步左平移模块80～83，对应四个电流扇区。当电流扇区判断输入信号为第I扇区i_g和i_pd均大于等于零第一、二桥臂的原始驱动脉冲v_sr1、v_sr3、v_sr2、v_sr4、解耦支路的原始驱动脉冲v_sd1～v_sd2经由第三上升沿同步左平移模块输出，将第一、二桥臂的四个开关周期原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，解耦支路的两个原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，平移后v_sr3和v_sd1上升沿对齐0.25T_s时刻。当电流为第II扇区时，原始驱动脉冲经由第四上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲同步平移后v_sr3对齐0.25Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲同步平移后v_sd2上升沿对齐0.25T_s时刻。当电流为第III扇区时，原始驱动脉冲经由第五上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲平移后v_sr1对齐0.75Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲平移后v_sd2上升沿对齐0.75T_s时刻。当电流为第IV扇区时，原始驱动脉冲经由第六上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲平移后v_sr1对齐0.75Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲平移后v_sd1上升沿对齐0.75T_s时刻。

参考图9，PWM脉冲叠加调制模块40包括第一至第十或门84～93。经过脉冲上升沿同步控制模块调制的第一、二、三、四桥臂、解耦支路桥臂的驱动脉冲与ZVS脉冲调制模块38生成的短路脉冲叠加信号v_sc经过或门叠加生成最终的第一、第二、第三、第四桥臂和解耦支路桥臂的主开关驱动脉冲信号v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}、v_{gs_Si1}～v_{gs_Si4}、v_{gs_Sd1}～v_gs，实现对S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及S_aux的零电压软开关调制。

第一PWM调制模块和第三PWM调制模块采用的三角载波幅值+1和-1，频率为f_s，载波周期为T_s。电网电压输入交流基波频率为f_g，交流基波周期为T_g。载波频率是基波频率的整数倍，在一个交流基波周期内，共有N个载波周期：

第二PWM调制模块和ZVS脉冲调制模块38的输入载波为幅值0和V_c1的锯齿载波，其频率为2f_s，周期为T_s/2。ZVS脉冲调制模块的调制波v₁＝0.5V_c1。

移相角度计算模块31的输出移相角δ(以弧度单位计，180°进行归一化)为

上式中V_bus为主开关桥臂正负母线间电压，n为移相全桥双绕组变压器二次侧与一次侧的匝数之比，V_o为输出负载R_o 28两端的平均电压，I_o为输出负载R_o 28流过的平均电流，其他符号定义同图1。

解耦支路开关管调制波计算模块32的输出调制波，在第k个开关周期，调制波v_pd(k)的表达式为

上式中V_g、I_g为电网电压1和输入滤波电感2的幅值，C_pd为储能电容15的容值。

上述的上升沿延时模块的功能为将模块输入信号的上升沿延时输出，其余时刻输出信号与输入信号相等。所述的第一下降沿提前模块的功能为将模块输入信号的下降沿提前输出，其余时刻输出信号与输入信号相等。所有上升沿延时模块的上升沿延时为t_d1，第一下降沿提前模块的下降沿提前为t_d2。且上述延时时间满足T_r≤t_d1＜0.05T_s，T_r≤t_d2＜0.05T_s，其中T_r为第一次谐振时间，表达式为

上式中C_res为第一、二、三、四桥臂和有源功率解耦支路的主开关管上并联电容的容值，C_aux为辅助开关管上并联电容的容值。

参考图10，整流器开关管驱动脉冲v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}，有源解耦支路开关管驱动脉冲v_gsd1、v_gsd2标注为蓝色的上升沿为一个桥臂开关管的体二极管换流到同一桥臂另一个MOSFET的开通时刻。移相全桥DC-DC变换器滞后桥臂开关管驱动脉冲v_{gs_Si2}、v_{gs_S4}标注为蓝色的上升沿为谐振能量不够硬开通的时刻。结合图11，即把开关周期内上述标注为蓝色的开通时刻对齐，通过辅助支路动作，实现零电压开通。

参照图11，v_sr1、v_sr3、v_sr2、v_sr4分别为第一PWM调制模块端口2、端口3、端口4、端口5在一个三角载波周期的输出信号波形，v_sd1、v_sd2分别为第三PWM调制模块端口2、3在一个三角载波周期的输出信号波形。v_{gs_Sc}、v_{gs_Saux}为ZVS脉冲调制模块端口2、端口3的输出信号波形。v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}，v_{gs_Si1}～v_{gs_Si4},v_{gs_Sd1}～v_{gs_Sd2}分别为主开关管S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2的PWM控制信号波形。图示为电路工作在电流第I扇区的情形。

参照图12,v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}，v_{gs_Si1}～v_{gs_Si4},v_{gs_Sd1}～v_{gs_Sd2}分别为主开关管S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2在电流第I扇区，一个三角载波周期的驱动信号时序图。

参照图12和图13～图29，对采用本发明提出的带电压解耦的单相零电压软开关充电器电路，以在电流第I扇区为例，对电路工作在一个开关周期内的工作过程进行分析说明，在该开关周期内，主开关管的脉冲控制时序如图12所示，在一个开关周期内，电路共有17个工作状态。图13～图29是一个开关周期的工作等效电路，工作时的主要电压和电流波形如图30所示，电路的电压电流参考方向如图1所示。其他扇区的阶段分析类似。具体阶段分析如下：

阶段一(t₀～t₁)：

如图13所示，在t₀时刻辅助开关S_aux零电压关断，谐振电感L_r与主开关的并联电容发生串联谐振，使主开关管S_r2、S_r3、S_i1、S_i2的并联电容C_r2、C_r3、C_i1、C_i2、C_d1放电，同时使辅助开关管S_aux的并联电容C_aux充电，变压器一次侧电流i_p通过开关管S_i3和S_i4形成回路，在输出电压-V_o/n的作用下，i_p线性下降，变压器二次侧二极管D₁和D₄导通，输出滤波电感电流i_Lo以V_o/L_o的斜率线性下降，有源功率解耦支路电流i_pd线性下降。移相全桥电路处于环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量。在t₁时刻，主开关管S_r2、S_r3、S_i1、S_i2、S_d1的并联电容C_r2、C_r3、C_i1、C_i2、C_d1电压谐振至零，该阶段结束。

阶段二(t₁～t₂)：

如图14所示，在t₁时刻以后二极管D_r2、D_r3、D_i1、D_i2、D_d1会导通，将并联电容C_r2、C_r3、C_i1、C_i2、C_d1上的电压箝位为零，谐振电感L_r两端电压箝位在V_bus，谐振电感电流i_Lr线性上升，移相全桥电路工作状态同阶段一(t₀～t₁)一致。有源功率解耦支路电流i_pd线性下降。在t₂时刻，主开关S_r1、S_r2、S_r3、S_i1、S_i2、S_d1、S_d2零电压开通，该阶段结束。

阶段三(t₂～t₃)：

如图15所示，在t₂时刻之后，四个主开关桥臂的所有开关管S_r1～S_r4、S_i1～S_i4开通，电路进入直通阶段，中间直流母线电压V_dc使谐振电感电流i_Lr继续以V_dc/L_r速率线性上升，为谐振电感L_r储存谐振能量。移相全桥电路工作状态同阶段一(t₀～t₁)一致。

阶段四(t₃～t₄)：

如图16所示，在t₃时刻，主开关管S_r1、S_r2、S_i1、S_i4、S_d2关断，谐振电感L_r与主开关的并联电容发生串联谐振，使辅助开关管S_aux的并联电容C_aux放电，同时使主开关管S_r1、S_r2、S_i1、S_i4、S_d2的并联电容C_r1、C_r2、C_i1、C_i4、C_d2充电，在t₄时刻，辅助开关管S_aux的并联电容C_aux电压谐振至零。由于主开关管S_i4关断，加在移相全桥双绕组变压器一次侧的的电压极性反转，变压器一次侧和二次侧电流都减小，并使得变压器二次侧电流i_s小于输出滤波电感电流i_Lo，由于i_Lo不能突变，则二极管D₁～D₄同时导通，变压器二次侧被短路，开始了输出电流由D₁、D₄向D₂、D₃的换流过程，D₁、D₄的电流减小，D₂、D₃的电流增大。

阶段五(t₄～t₅)：

如图17所示，在t₄时刻以后二极管D_aux会导通，将C_aux的电压箝位为零，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_cc通过由箝位电容C_c、S_aux并联二极管组成的回路放磁，谐振电感L_r电流以斜率V_cc/L_r线性下降，有源功率解耦支路电流i_pd线性上升；在t₅时刻，辅助开关管S_aux零电压开通，该阶段结束。移相全桥原副边电流工程状态同阶段四(t₃～t₄)。

阶段六(t₅～t₆)：

如图18所示，在t₅时刻，辅助开关S_aux零电压开通，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_cc，通过由箝位电容C_c、S_a组成的回路放磁，谐振电感L_r电流继续以斜率V_cc/L_r线性下降，有源功率解耦支路工作状态同阶段五，移相全桥原副边电流工程状态同阶段四(t₃～t₄)，在阶段五和六的过程中，变压器一次侧电流线性下降并改变方向，t₆时刻i_p(t₆)＝-I₁时，D₂、D₃的电流上升到等于此时的输出滤波电感电流i_Lo，二极管D₁、D₄的电流下降到零而关断，本阶段结束。

阶段七(t₆～t₇)：

如图19所示，t₆时刻之后，变压器一次侧电流ip大于由变压器二次侧电流折合到一次侧的输出滤波电感电流ni_Lo，一次侧电流和二次侧电流反向线性增大，输出滤波电感电流以斜率(nV_bus-V_o)/L_o线性上升，有源功率解耦支路工作状态同阶段五。移相全桥电路功率开始由变压器一次侧传递到二次侧。谐振电感L_r两端电压箝位在-V_cc，L_r电流继续以斜率V_cc/L_r线性下降。

阶段八(t₇～t₈)：

如图20所示，主开关S_r3零电压关断，电网输入电流i_g给主开关S_r1的并联电容C_r1放电，给主开关S_r3的并联电容C_r3充电。谐振电感L_r两端电压箝位在-V_cc，L_r电流继续以斜率V_cc/L_r线性下降，有源功率解耦支路工作状态同阶段五，移相全桥电路工作状态同阶段七(t₆～t₇)。

阶段九(t₈～t₉)：

如图21所示，到t₈时刻，主开关管S_r1的并联电容C_r1放电至零，主开关S_r1反并联二极管D_r1开始导通，主开关S_r1管压被箝位至零，主开关S_r3管压被箝位至V_dc+V_cc，L_r电流继续以斜率V_cc/L_r线性下降，有源功率解耦支路工作状态同阶段五，移相全桥电路工作状态同阶段七(t₆～t₇)。

阶段十(t₉～t₁₀)：

如图22所示，主开关管S_r1零电压开通，第一桥臂完成换流，L_r电流继续以斜率V_cc/L_r线性下降，移相全桥电路工作状态同阶段七，有源功率解耦支路工作状态同阶段五。

阶段十一(t₁₀～t₁₁)：

如图23所示，在t₁₀时刻，主开关管S_i3关断，此时变压器一次侧电流i_p负向上升到最大值i_p(t₁₀)＝-I_p。移相全桥电路的电感L_Ξ(由变压器一次侧的等效漏感L_k和折合到原边的输出滤波电感L_o/n²串联构成)主开关管S_i1、S_i3的并联电容C_i1、C_i3发生谐振，C_i1放电，C_i3充电，在t₁₁时刻，并联电容C_i3上的电压上升到V_Cc+V_dc，而C_i1上的电压下降到零，该阶段结束，有源功率解耦支路工作状态同阶段五。

阶段十二(t₁₁～t₁₂)：

如图24所示，在t₁₁时刻，二极管D_i1导通。变压器一次侧电流i_p通过二极管D_i1和开关管S_i2形成回路，在输出电压-V_o/n的作用下，i_p反向线性减小，变压器二次侧二极管D₂和D₃导通，输出滤波电感电流i_Lo以V_o/L_o的斜率线性下降。移相全桥电路处于环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量，有源功率解耦支路工作状态同阶段五。

阶段十三(t₁₂～t₁₃)：

如图25所示，在t₁₂时刻，主开关管S_i1零电压开通二极管D_i1导通，变压器一次侧电流i_p通过开关管S_i1和S_i2形成回路，在输出电压-V_o/n的作用下，i_p线性下降，二极管D₂和D₃导通，输出滤波电感电流i_Lo以V_o/L_o的斜率线性下降。移相全桥电路处于原边环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量，在t₁₃时刻，有源功率解耦支路开关管S_d1零电压关断，t₂至t₁₃时间对应有源功率解耦支路占空比0.5D_pd T_s。

阶段十四(t_13～t₁₄)：

如图26所示，在t₁₃时刻，有源功率解耦支路开关管S_d1零电压关断，对C_d1充电，对C_d2放电。移相全桥电路、整流器电路工作状态同阶段十三(t₁₂～t₁₃)。

阶段十五(t_14～t₁₅)：

如图27所示，在t₁₄时刻，C_d2放电至零，二极管D_d2导通，有源功率解耦支路电流i_pd下降，移相全桥电路、整流器电路工作状态同阶段十三(t₁₂～t₁₃)。

阶段十五(t_15～t₁₆)：

如图28所示，在t₁₅时刻，有源功率解耦支路开关管S_d2零电压开通，移相全桥电路、整流器电路工作状态同阶段十三(t₁₂～t₁₃)。

阶段十五(t_16～t₁₇/t₀)：

如图29所示，在t₁₆时刻，有源功率解耦支路开关管S_d2零电压关断，有源功率解耦支路电流i_pd下降，移相全桥电路、整流器电路工作状态同阶段十三(t₁₂～t₁₃)。

Claims

1.一种带有源电压解耦的单相软开关充电器拓扑，其特征在于：所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器电路包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、谐振支路和直流总线电压解耦支路组成；其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r1、D_r1和S_r3、D_r3，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_r2、D_r2和S_r4、D_r4，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i1、D_i1和S_i3、D_i3，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为S_i2、D_i2和S_i4、D_i4；谐振支路的辅助开关及其反并二极管分别为S_aux、D_aux，谐振支路还包括谐振电感L_r和箝位电容C_c；直流总线电压解耦支路包括一组两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂、电感L_pd和储能电容C_pd，其桥臂的上、下开关器件及其反并二极管分别为S_d1、D_d1和S_d2、D_d2；

第一、二组桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点分别通过输入滤波电路与交流电网连接，以PWM整流方式实现电网电流的单位功率因数；第三桥臂、第四桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极也分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过谐振漏感L_k与变压器一次侧绕组相连接，按移相控制实现DC/DC变换；直流总线电压解耦支路中桥臂上开关器件的漏极以及下开关器件的源极同样分别连接到直流正母线和负母线上，桥臂中点通过电感L_pd连接到储能电容C_pd，通过PWM控制储能电容C_pd的充电和放电，实现直流总线电压解耦，消除直流总线上的二倍工频纹波；谐振支路由包含反并二极管的辅助开关与箝位电容C_c串联后再与谐振电感L_r并联，谐振支路一端与直流总线电容C_dc的正极相连，一端与正母线相连，直流总线电容C_dc的负极与直流总线的负母线相连，通过控制该谐振支路的开关器件的关断的相位和占空比，实现第一、二、三、四组桥臂的开关器件、谐振支路上的辅助开关和直流总线电压解耦支路中的开关器件均零电流开通；所述隔离变压器二次侧绕组输出通过整流桥电路和输出滤波电路给电池进行充电。

2.一种带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：拓扑结构如权利要求1所述，该方法是将功率因数校正电路的开关器件、DC/DC变换电路的开关器件和直流总线电压解耦支路中的开关器件的工作频率相同，由于移相全桥DC/DC变换电路滞后桥臂的开关器件控制信号的上升沿相位是变化的，将功率因数校正电路开关器件的PWM控制信号上升沿和直流总线电压解耦支路中的开关器件的控制信号的上升沿在开关周期内与DC/DC变换控制的PWM信号上升沿同步，通过控制谐振支路开关器件的关断时的相位和占空比，实现S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1和S_d2、以及辅助开关S_aux的零电压开通，通过控制S_d1和S_d2的占空比实现储能电容C_pd充电和放电的控制，消除直流总线上的二倍工频纹波。

3.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：该方法基于如下模块实现：整流调制波计算模块(29)、载波信号发生模块(30)、移相角度计算模块(31)、解耦支路开关管调制波计算模块(32)、辅助开关管调制波计算模块(33)、电流扇区判定模块(34)、第一PWM调制模块(35)、第二PWM调制模块(36)、第三PWM调制模块(37)、ZVS脉冲调制模块(38)、脉冲上升沿同步控制模块(39)、PWM脉冲叠加调制模块(40)；整流调制波计算模块(29)和载波信号发生模块(30)的输出信号进入第一PWM调制模块(35)，所述第一PWM调制模块用于生成第一桥臂上下管原始驱动信号v_sr1、v_sr3和第二桥臂上下管原始驱动信号v_sr2、v_sr4；移相角度计算模块(31)和载波信号发生模块(30)的输出信号进入第二PWM调制模块(36)，第二PWM调制模块用于生成第三、第四桥臂开关管的原始控制信号v_si1、v_si3、v_si2、v_si4；解耦支路开关管调制波计算模块(32)和载波信号发生模块(30)的输出信号进入第三PWM调制模块(37)，第三PWM调制模块用于生成功率解耦支路开关管的原始控制信号v_sd1、v_sd2；脉冲上升沿同步控制模块(39)根据电流扇区判定模块(34)确定第一、第二桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿、解耦支路桥臂的开关管驱动脉冲上升沿与第三、第四桥臂的主开关管驱动脉冲上升沿对齐方式；辅助开关管调制波计算模块(33)和和载波信号发生模块(30)的输出信号进入ZVS脉冲调制模块(38)，ZVS脉冲调制模块(38)输出信号v_sc与原始控制信号v_sr1、v_sr3、v_sr2、v_sr4、v_si1、v_si3、v_si2、v_si4、v_sd1、v_sd2一起输入至PWM脉冲叠加调制模块(40)分别产生开关管S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2的控制PWM信号v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}、v_{gs_Si1}～v_{gs_Si3}、v_{gs_Sd1}～v_{gs_Sd2}实现对S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及S_aux的零电压软开关调制。

4.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的第一PWM调制模块(35)包括第一反相器(52)、第二比较器(53)、第三比较器(54)、第二反相器(55)、第三反相器(56)、第一上升沿延时模块(57)、第二上升沿延时模块(58)、第三上升沿延时模块(59)、第四上升沿延时模块(60)；载波信号发生模块(30)生成的三角载波与整流调制波计算模块(29)生成的整流调制波经过第二比较器和第一上升延时模块生成第一桥臂上管原始驱动信号v_sr1，第二比较器输出经过第二反相器和第二上升沿延时模块生成第一桥臂下管原始驱动信号v_sr3，整流调制波经过第一反相器的输出与三角载波经过第三比较器和第三上升沿延时模块生成第二桥臂上管原始驱动信号v_sr2，第三比较器的输出经过第三反相器和第四上升沿延时模块生成第二桥臂下管原始驱动信号v_sr4。

5.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的第二PWM调制模块(36)包括第四比较器(62)、第五比较器(63)、第四反相器(64)、第五反相器(65)、第五上升沿延时模块(66)、第六上升沿延时模块(67)、第一上升沿左平移模块(68)、第二上升沿左平移模块(69)；载波信号发生模块(30)生成的第一锯齿载波与移相调制波v₁经过第四比较器、第五上升沿延时模块的输出，经过第一上升沿左平移模块平移0.5δT_s宽度生成第三桥臂的上管脉冲控制信号v_si1；第四比较器的输出经过第四反相器和第六上升沿延时模块后，经过第二上升沿左平移模块平移0.5δT_s宽度生成第三桥臂的下管脉冲控制信号v_si3，载波信号发生模块(30)生成的第一锯齿载波与移相调制波v₁经过第五比较器生成第四桥臂的下管脉冲控制信号v_si4，第五比较器的输出经过第五反相器生成第四桥臂的上管脉冲控制信号v_si2。

6.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的第三PWM调制模块(37)包括第六比较器(70)、第六反相器(71)、第七上升沿延时模块(72)、第八上升沿延时模块(73)，载波信号发生模块(30)生成的三角载波与解耦支路调制波v_pd经过第六比较器、第七上升沿延时模块生成解耦支路上管原始驱动控制信号v_sd1，第六比较器的输出经过第六反相器和第八上升沿延时模块生成解耦支路下管原始驱动控制信号v_sd2；

解耦支路开关管调制波计算模块(32)的输出调制波，在第k个开关周期，调制波v_pd(k)的表达式为

上式中V_g、I_g为电网电压(1)和输入滤波电感(2)的电流幅值，C_pd为储能电容(15)的容值，V_dc为直流母线电压。

7.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的ZVS脉冲调制模块(38)包括第八比较器(74)、第七比较器(75)、第一与门(76)、第七反相器(77)、第九上升沿延时模块(78)、第一下降沿提前模块(79)；载波信号发生模块(30)生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v₁经过第八比较器的输出、和载波信号发生模块(30)生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v₂经过第七比较器的输出，经第一与门，生成短路脉冲叠加信号v_sc，第一与门的输出经过第七反相器、第九上升沿延时模块和第一下降沿提前模块生成辅助开关管驱动信号v_{gs_saux}。

8.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的电流扇区判定模块(34)是将一个电网工频周期内的电流划分成四个扇区：扇区I对应电网电流i_g、解耦支路电流i_pd大于等于零，扇区II对应电网电流i_g大于零于零、解耦支路电流i_pd小于零，扇区III对应电网电流i_g小于零，解耦支路电流i_pd大于等于零，扇区IV对应电网电流i_g小于零，解耦支路i_pd小于零，决定脉冲上升沿同步控制模块(39)的脉冲对齐方式；

脉冲上升沿同步控制模块(39)包括第三、第四、第五、第六上升沿同步左平移模块(80～83)，对应四个电流扇区，当电流扇区判断输入信号为第I扇区，第一、二桥臂的原始驱动脉冲v_sr1、v_sr3、v_sr2、v_sr4、解耦支路的原始驱动脉冲v_sd1～v_sd2经由第三上升沿同步左平移模块输出，将第一、二桥臂的四个开关周期原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，解耦支路的两个原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，平移后v_sr3和v_sd1上升沿对齐0.25T_s时刻，当电流为第II扇区时，原始驱动脉冲经由第四上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲同步平移后v_sr3对齐0.25Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲同步平移后v_sd2上升沿对齐0.25T_s时刻，当电流为第III扇区时，原始驱动脉冲经由第五上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲平移后v_sr1对齐0.75Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲平移后v_sd2上升沿对齐0.75T_s时刻，当电流为第IV扇区时，原始驱动脉冲经由第六上升沿同步左平移模块输出，第一、二桥臂四个驱动脉冲平移后v_sr1对齐0.75Ts时刻，解耦支路两个驱动脉冲平移后v_sd1上升沿对齐0.75T_s时刻。

9.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的PWM脉冲叠加调制模块(40)包括第一至第十或门(84～93)；经过脉冲上升沿同步控制模块调制的第一、二、三、四桥臂、解耦支路桥臂的驱动脉冲分别与ZVS脉冲调制模块(38)生成的短路脉冲叠加信号v_sc各自经过一个或门叠加生成最终的第一、第二、第三、第四桥臂和解耦支路桥臂的主开关驱动脉冲信号v_{gs_Sr1}～v_{gs_Sr4}、v_{gs_Si1}～v_{gs_Si4}、v_{gs_Sd1}～v_gs，实现对S_r1～S_r4、S_i1～S_i4、S_d1～S_d2以及S_aux的零电压软开关调制。

10.根据权利要求2所述的带有源电压解耦的单相软开关充电器，其特征在于：所述的全控型主开关包括且不仅限于：MOSFET、IGBT、GTR，变压器二次侧全桥整流电路包括且不仅限于：二极管不控整流，同步整流；所述的乘法器、比较器、或门、与门、非门、选择开关、第一至第二PWM调制模块、ZVS脉冲调制模块、直流总线电压解耦支路的实现方式包括且不仅限于：模拟电路、数字电路、软件。