CN106998132A - 用于减少开关功率变换器噪声的跳频 - Google Patents

用于减少开关功率变换器噪声的跳频 Download PDF

Info

Publication number
CN106998132A
CN106998132A CN201710058880.1A CN201710058880A CN106998132A CN 106998132 A CN106998132 A CN 106998132A CN 201710058880 A CN201710058880 A CN 201710058880A CN 106998132 A CN106998132 A CN 106998132A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power
switch
frequency
output
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710058880.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106998132B (zh
Inventor
F·史
J·科斯特森
C·郑
K·W·金
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dialog Semiconductor Inc
Original Assignee
Dialog Semiconductor Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dialog Semiconductor Inc filed Critical Dialog Semiconductor Inc
Publication of CN106998132A publication Critical patent/CN106998132A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106998132B publication Critical patent/CN106998132B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

开关功率变换器被配置为通过实施多个脉冲宽度调制操作模式来控制开关噪声。控制每个脉宽调制操作模式中的峰值电流，以使开关功率变换器的输出功率对于脉冲宽度调制模式之间的转换来说是连续的。

Description

用于减少开关功率变换器噪声的跳频
技术领域
本发明涉及开关功率变换器，并且更具体地，涉及用于减少开关功率变换器噪声的脉冲宽度调制跳频。
背景技术
诸如智能手机和平板电脑的移动电子设备应用的***式增长，导致了本领域对使用户可以对其进行再次充电的紧凑且有效的开关功率变换器的需求日益增长。反激式开关功率变换器通常配备有移动设备，这是因为其变压器提供与交流家用电流的安全隔离并提供高效率。在反激式开关功率变换器中，功率开关循环性的开启和关断，以通过变压器将功率传递到负载。因此，反激式开关功率变换器将产生取决于功率开关循环的频率的开关噪声。
所产生的开关噪声可能会对供电的智能电话或平板电脑中的触摸屏操作产生干扰。就这方面而言，可以利用具有特定频率(例如，300KHz)的感测信号来驱动触摸屏。如果反激式开关噪声处于与用于触摸屏感测信号的相同频带内，则触摸屏操作可能受到开关噪声的干扰。现代的高灵敏度触摸屏特别容易受到这种干扰。例如，已经开发出了即使在用户戴手套时用户也可以与触摸屏进行交互的触摸屏。这种增加的触摸屏灵敏度提高了它们对反激式开关功率变换器开关噪声的灵敏度。针对给定的该灵敏度，触摸屏控制器通常监测感测信号的潜在频带上的噪声，以使得可以相应地选择感测信号频率。例如，反激式开关功率变换器可以以特定的开关频率(例如，80KHz)操作。产生的开关噪声将不仅集中在约80KHz，而是还在功率开关循环频率的谐波处，例如，160KHz、240KHz、320KHz等。因为噪声将在240KHz和320KHz谐波之间相对较少，所以触摸屏控制器随后可以选择300KHz作为其信号感测频率。
如果随后将功率开关循环固定到例如80KHz，触摸屏控制器就可以容易地避免开关噪声。但是反激式开关功率变换器还必须满足一定的负载效率标准。为了在低负载(例如，最大功率的10％)下满足所需的效率，反激式开关功率变换器控制器通常将用于较高负载状态的固定频率脉冲宽度调制(PWM)模式转变为脉冲宽度固定但脉冲频率随着负载下降而减小的脉冲频率调制模式(PFM)。例如，PFM模式的开关频率可以从某一最大频率(例如，80KHz)变到低得多的频率(例如，100Hz)。产生的宽带操作使触摸屏控制器难以找到用于驱动其感测信号的无噪声带。
因此，本领域需要一种在保持效率同时降低开关噪声的改进的开关功率变换器。
发明内容
为了在保持效率的同时减少开关噪声干扰，提供了具有控制器的开关功率变换器，所述控制器响应于控制电压而调节功率开关循环。所述控制器包括用于响应于感测到输出电压而产生所述控制电压的反馈回路。为了防止开关噪声响应于负载变化而扩散，控制器在基于所述控制电压而选择的多个固定频率上对开关功率循环进行脉冲宽度调制。因为所述控制电压取决于所述负载的功率需求，所以所述控制器响应于所述开关功率变换器的输出功率而从多个固定频率中进行选择。例如，如果所述输出功率处于从最大输出功率到第一输出功率电平的范围，则所述开关功率变换器可以根据所述第一开关频率对所述功率开关进行脉冲宽度调制。如果负载需求减小从而使得输出功率下降到低于所述第一输出功率电平，则开关功率变换器控制器根据低于第一频率的第二开关频率对所述功率开关进行脉冲宽度调制。
响应于所述控制电压而控制每个功率开关循环中的峰值电流，以使得开关功率变换器的输出功率相对于第一开关频率和第二开关频率之间的转换来说是连续的。通过考虑下面的详细描述，可以更好的理解这些有利的特征。
附图说明
图1是根据本公开方面的、作为使用两个PWM操作模式和PFM操作模式的开关功率变换器的百分比输出功率的函数的开关频率和峰值电流的曲线图。
图2是根据本公开方面的、作为使用两个PWM操作模式和PFM操作模式的开关功率变换器的百分比输出功率的函数的开关频率和峰值电流的曲线图，其中，滞后量用于两个PFM操作模式之间的转换。
图3是根据本公开方面的、作为使用三个PWM操作模式和PFM操作模式的开关功率变换器的百分比输出功率的函数的开关频率和峰值电流的曲线图，其中，滞后量用于三个PFM操作模式之间的转换。
图4是根据本公开方面的反激式变换器的视图，其中，控制器被配置为实现多个PWM操作模式，其中，在PWM操作模式之间的转换中进行功率匹配。
图5是图4的控制器的更详细的视图。
通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本公开的实施例及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中示出的相同的元件。
具体实施方式
为了在保持效率的同时减少开关噪声，开关功率变换器配有控制器，所述控制器根据负载的功率需求从用于相应的脉冲宽度调制(PWM)模式的多个开关频率中进行选择。就这方面而言，功率需求的范围从零(无负载)到对应于开关功率变换器输出的最大功率的最大负载。将该负载需求范围(也可将其表示为功率需求范围)划分为从最大PWM功率范围到最小PWM功率范围的多个频带。每个PWM功率范围都具有相应的用于功率开关循环的开关频率。开关频率根据相应的PWM功率范围按比例变化，以使得最大PWM开关频率用于最大PWM功率范围，而最小PWM开关频率用于最小PWM功率范围。
最小PWM功率范围不在零负载处开始，而是在最大功率的一些相对小的百分比(例如，最大功率的3％)处开始。在该初始负载值以下，控制器切换到脉冲频率调制(PFM)操作模式，在该操作模式下，开关频率从某一最低开关频率(例如，100Hz)变到用于最小功率范围的最小开关频率。通过这种方式，在非常低的负载条件下提高了效率。因此，当负载处于从零到用于最小功率范围的初始负载值的范围内时，使用PFM模式。在本文中将这个非常低的功率范围表示为最小PFM功率范围。因此，总功率范围(零负载到最大功率输出)的范围从最小PFM功率范围到最小PWM功率范围，一直到最大PWM功率范围。由于负载确定控制器操作于哪种操作模式，所以控制器需要确定开关功率变换器的电流负载。就这方面而言，控制器包括反馈回路，其产生由控制器用作电流负载水平的代表的控制信号。下面的讨论将假设控制信号是控制电压(Vc)，但是应当理解，在替代实施例中，控制电流也可以用于表示电流负载。
控制器包括误差放大器，其通过放大反馈信号和参考信号之间的差来产生误差信号。对误差信号进行滤波以产生控制电压Vc。控制器基于控制电压Vc的振幅，从各种模式中选择：如果控制电压Vc在对应于最小PFM功率范围的最小PFM控制电压范围内，则控制器在PFM模式下操作。相反，如果控制电压在对应于最小PWM功率范围的最小PWM控制电压范围内，则控制器在用于最小PWM开关频率的PWM模式下操作。类似地，如果控制电压在对应于最大PWM功率范围的最大PWM控制电压范围内，则控制器在用于最大PWM开关频率的PWM模式下操作。
由于存在从功率范围到控制电压的映射，所以为了简洁起见，下面的讨论将简单的涉及一些在功率范围内的控制电压，而不是表示该控制电压在映射至一些相应的功率范围的控制电压范围内。得到的模式控制是非常有利的，这是因为将大块的总功率范围分配给各个PWM模式，每个PWM模式使用固定的开关频率。开关噪声从而将集中到相应的固定开关频率及其谐波，以使得噪声敏感应用(例如，触摸屏)可以利用峰值噪声区域之间的相对无噪声的频带。但这不是所公开的开关功率变换器的唯一优点。
另外，控制器可以被配置为尽管在各个PWM操作模式之间进行了变换但是仍保证功率输出的连续性。为了实现这种无缝转换，控制器利用峰值输入电流和控制电压之间的比例。在下面的讨论中，假设开关功率变换器是反激式变换器，但是应当理解，本文公开的技术和***可以广泛地应用于任何合适的开关功率变换器，例如降压变换器或降压-升压变换器。在反激式变换器中，峰值输入电流是在给定PWM开关循环中获得的峰值初级绕组电流。就这方面而言，控制器基于控制电压Vc为给定的PWM开关循环选择脉冲宽度(持续时间)。当使所述功率开关在给定PWM开关循环中循环时，峰值初级绕组电流从零上升到在关断功率开关循环之前达到的某个峰值电流值。因此，峰值电流与控制电压成比例。反过来，可以表明，每个PWM模式的输出功率与相应的控制电压Vc值乘以PWM开关频率的平方成比例。随着控制电压Vc升高，控制器将会将操作从一个PWM模式切换到另一个。因此，存在控制电压Vc的边界值，其将用于相应PWM模式的两个功率状态分开。在下面的讨论中，控制电压Vc的这个边界值将被表示为Vc_boundary。对应于由Vc_boundary定义的较高功率状态的PWM模式将被表示为PWM1模式，而对应于较低功率状态的PWM模式将被表示为PWM2模式。
尽管从一个PWM模式到另一个PWM模式的转变穿过Vc_boundary，但是为了确保对输出电压进行平滑调节，PWM1和PWM2模式的输出功率应该在Vc_boundary处基本上彼此相等。可以将在VC_boundary处的PWM1模式1的功率指定为P_PWM1(Vc_boundary)。可以将在VC_boundary处的PWM1模式1的峰值电流类似地指定为IP_PWM1(Vc_boundary)。可以将PWM模式1的开关频率指定为F_PWM1。对于PWM模式2来说，可以将在Vc_boundary处的相应功率指定为P_PWM2(Vc_boundary)，而可以将相应的峰值电流指定为IP_PWM2(Vc_boundary)。类似地，可以将用于PWM2模式的开关频率指定为F_PWM2。在给定这些定义的情况下，下述等式确保在Vc_boundary处的功率的连续性：
P_PWM1(Vc_boundary)＝P_PWM2(Vc_boundary)
进而，峰值电流的平方和输出功率之间的比例产生以下等式：
(IP_PWM1(Vc_boundary))2*F_PWM1＝(IP_PWM2(Vc_boundary))2*F_PWM2
求解峰值电流的比率给出如下等式：
IP_PWM1(Vc_boundary)/IP_PWM2(Vc_boundary)＝Sqrt(F_PWM2/F_PWM1)
其中，Sqrt表示平方根函数。如果根据开关频率的比率的平方根，在Vc_boundary处的一个PWM模式的峰值电流与在Vc_boundary处的其他PWM模式的峰值电流成比例，则尽管转变了PWM模式，控制器从而仍然可以保持输出功率不波动(这继而防止输出电压波动)。通过考虑以下示例性的实施例可以更好地理解这些有利特征。
现在转到附图，图1示出了作为仅具有两个PWM模式的开关功率变换器的百分比功率的函数的移频和峰值电流。因此将百分比功率范围划分为三个区域。PFM功率范围100在0和相对低的百分比功率值(例如，3％的功率)之间延伸。最小PWM功率范围105从最小PFM功率范围100的上边界(在该实施例中为3％的功率)延伸到20％的功率。最大PWM功率范围110从最小PWM功率范围105的上边界(在本实施例中为20％的功率)延伸到100％功率。如果电压信号Vc与最大PWM功率范围110相关，则相应的开关功率变换器控制器(未示出)将在具有相应的PWM1开关频率(F_PWM1)(例如，80KHz)的PWM1模式下操作。当电压信号Vc下降到指示功率输出已进入到最小PWM功率范围105时，控制器将切换到具有相应的PWM2开关频率(F_PWM2)(例如，20KHz)的PWM2模式。应当理解，在替代实施例中可以使用替代的开关频率。然而，将最小开关频率F_PWM2保持在20KHz或更高保证了用户将听不见产生的开关噪声。另外，以如图1所示的最小开关频率的倍数分配最大开关频率F_PWM1确保了每个开关频率的谐波将与另一开关频率重叠，从而提供了处于这些噪声峰值之间的相对无噪声的频带。
给定这些频率分配，比率(F_PWM2/F_PWM1)的平方根为0.5。因此，相应模式中的峰值电流的峰值电流比I_PWM1/I_PPWM2应等于0.5，以确保两个PWM模式在其边界处的输出功率(20％的功率)相等。在该实施例中，在该边界处的PWM2模式的峰值电流等于0.5(单位是任意的)。在同一电流标度下，PWM1模式在此边界的峰值电流应该等于0.25。在每个PWM模式中，峰值电流与百分比功率成比例(如上所述那样，其等效于峰值电流与控制电压Vc成比例)。每个模式中的峰值电流从而随百分比功率的增加而线性的增加。例如，PWM1模式的峰值电流IP_PWM1可以由百分比功率的线性函数表示为：IP_PWM1＝A1*(百分比功率-B1)。假设刚刚讨论的边界条件保持输出功率的连续性，则PWM2模式的峰值电流IP_PWM1将由百分比功率的线性函数表示为：IP_PWM2＝2A1*(百分比功率-B1)。应当理解，因为控制电压Vc代表相应的开关功率变换器的百分比功率，所以可以将这些方程重写为控制电压Vc的线性函数。注意，如本文所使用的，为了简洁，“百分比功率”用于表示“最大输出功率的百分比”。PFM功率范围的最大开关频率等于F_PWM1(在本实施例中为20KHz)，并且随着功率百分比下降而从该最大功率下降，一直下降到零百分比功率处的某个最小开关频率(例如100Hz)。
理论上，根据开关频率的比率的平方根来约束PWM模式之间的边界处的峰值电流的比率，使输出功率在PWM模式之间的转变处相同。然而，实际上，由于诸如非理想开关频率和功率开关关断延迟的因素，功率电平可能不会完全匹配。为了防止控制器以不稳定的方式在模式之间来回切换，控制器可以被配置为向PWM模式转变添加滞后量。例如，可以根据滞后值将两个相应的PWM模式之间的边界间隔开。控制电压Vc边界从而可以变为两个不同的控制电压Vc边界，其取决于转变是从较大功率状态到较低功率状态还是从较低功率状态到较大功率状态。例如，图2示出了具有两个PWM操作模式的滞后实施例的、作为百分比功率的函数的开关频率和峰值电流。类似于根据图1所讨论，第一边界200(例如，20％的功率)将用于PWM2操作模式的较低功率范围状态与用于PWM1操作模式的较高功率范围状态分开。但是第一边界200仅用于涉及从PWM2模式到PWM1模式的转换。当从PWM1模式转换到PWM2模式时，使用小于第一边界200的第二边界205(例如，大约18％的功率)。所产生的在两个边界200和205之间的滞后量防止了相应的控制器以不希望的方式在模式之间振荡。
应当理解，在替代实施例中，PWM模式的数量可以大于2。例如，图3示出了具有三个PWM操作模式的实施例的、作为百分比功率的函数的开关频率和峰值电流。PWM3操作模式在较低功率频带(例如，从3％的功率到7％的功率)上使用20KHz的开关频率。PWM2操作模式在中等功率频带(例如，从7％的功率到30％的功率)上使用40KHz的开关频率。PWM1操作模式在较高功率频带(例如，30％至100％的功率)范围内使用80KHz的开关频率。如根据图2所讨论，可以将各个PWM模式之间的边界划分为两个边界，以提供类似的滞后量。
如上所述，可以将任何合适的开关功率变换器配置为实施本文公开的有利的PWM模式和功率匹配。图4示出了示例性的反激式开关变换器400，其具有被配置为实施所公开的PWM模式和功率匹配的控制器405。当控制器405接通功率开关晶体管Q4时，整流后的输入电压(VIN)驱动变压器T1的初级绕组410。在反激式开关功率变换器400中，功率开关晶体管Q4是MOSFET(NMOS)晶体管，但是应当理解，在替代实施例中可以使用双极结型晶体管(BJT)功率开关。为了使功率开关晶体管Q4导通，控制器405对其栅极进行充电。基于整流后的输入电压VIN和变压器T1的励磁电感，初级绕组410中的初级绕组电流随后从0上升到峰值电流值，因此控制器405关断功率开关晶体管Q4以完成开关循环。为了感测何时已经实现了期望的峰值电流，控制器接收ISENSE信号，例如，从耦合在功率开关晶体管Q4的源极和接地之间的感测电阻器RS上的电压接收所述ISENSE信号。控制器405响应于从辅助绕组415上的反射电压产生的反馈电压(VSENSE)来控制峰值初级电流。当控制器405关断功率开关晶体管Q4时，耦合到变压器T1的第二绕组420的整流二极管D1变为正向偏置，以使得变压器T1中存储的磁能作为由负载电容器C1滤波的负载上的输出电压VOUT而传送。应当理解，在替代实施例中，整流二极管D1可以由同步整流(SR)开关代替。这种向负载传送能量在辅助绕组415上产生反射电压，该反射电压是二极管D1上的电压降和输出电压VOUT的函数。当该能量传送耗尽时，辅助绕组420中的电流将下降到零，使得在二极管D1上没有电压降，因此辅助绕组两端的反射电压与输出电压VOUT成正比。将该时间表示为变压器复位时间(Trst)，并且其表示通过VSENSE对反射电压进行采样以获得对输出电压VOUT的精确估计的理想时间。应当理解，光耦合器可以用于感测输出电压VOUT以代替这样的“仅初级(primary-only)”感测。
在图5中更详细地示出了控制器405。差分放大器500对反馈电压VSENSE和参考电压Vref(例如，带隙电压)之间的差进行放大，以向环路滤波器提供误差电压信号Verr。环路滤波器505对误差电压信号Verr进行滤波以提供控制电压Vc。开关控制逻辑电路510确定PFM和PWM模式的哪个频带或功率范围包括控制电压Vc的振幅。如果控制电压Vc的振幅位于其中一个的PWM频带内，则开关控制逻辑电路510使用相应的函数来确定适当的峰值电流。例如，如果在根据图1讨论的实施例中使用控制器405并且控制电压Vc对应于最小PWM功率范围105，则开关控制逻辑电路510可以使用线性方程A*(Vc-B)来计算峰值电流，其中A和B是比例常数。如前所述，最大PWM功率范围的相应等式变为(A/2)*(Vc-B)，以确保在两个PWM模式之间的转换处的输出功率的连续性。可以如根据图2和图3所讨论，使用滞后量来执行该转变。如开关功率变换器领域中已知的，在PFM模式期间使用恒定的峰值电流。
本领域技术人员现在将理解并且取决于当前的具体应用，在不背离本公开的范围的情况下，可以对本发明的装置的材料、设备、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化。鉴于此，因为本文所示出和描述的特定实施例仅通过一些示例进行说明，所以本公开的范围不应限于本文所示出和描述的特定实施例的范围，而是应当与所附权利要求以及功能等同物的范围完全相同。

Claims (20)

1.一种开关功率变换器，包括：
功率开关；
控制器，其被配置为响应于控制信号的振幅在第一输出功率范围内而使所述功率开关以第一开关频率循环，以产生通过所述功率开关的第一峰值电流，并且响应于所述控制信号的振幅在第二输出功率范围内而使所述功率开关以第二开关功率循环，以产生通过所述功率开关的第二峰值电流，其中，在所述第一输出功率范围和所述第二输出功率范围之间的边界处的所述第一峰值电流与所述第二峰值电流的第一比率是所述第二开关频率与所述第一开关频率的第二比率的函数。
2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述控制信号是控制电压信号，所述开关功率变换器还包括：
具有初级绕组和辅助绕组的变压器，其中，所述功率开关耦合到所述初级绕组；
误差放大器，其被配置为将从所述辅助绕组产生的感测电压与参考电压进行比较以产生误差电压信号；以及
环路滤波器，其被配置为对所述误差电压信号进行滤波以产生所述控制电压。
3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述第二比率的函数是平方根函数。
4.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述控制器包括开关控制逻辑电路，所述开关控制逻辑电路被配置为使用控制逻辑的第一函数来确定所述第一峰值电流，并且被配置为使用所述控制逻辑的第二函数来确定所述第二峰值电流。
5.根据权利要求4所述的开关功率变换器，其中，所述第一函数和所述第二函数都是所述控制电压的线性函数。
6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第一输出功率范围是从所述开关功率变换器的最大输出功率到所述开关功率变换器的第一输出功率的范围，并且其中，所述第二输出功率范围是从所述开关变换器的所述第一输出功率到所述开关功率变换器的第二输出功率的范围，所述第一输出功率大于所述第二输出功率。
7.根据权利要求6所述的开关功率变换器，其中，所述控制器还被配置为响应于所述控制电压的振幅在第三输出功率范围内，而使所述功率开关以具有恒定峰值电流的脉冲频率模式循环，其中，所述第三输出频率范围是从零输出功率到所述第二输出功率的范围。
8.根据权利要求6所述的开关功率变换器，其中，所述控制器还被配置为响应于所述控制电压大于第一边界值而从所述第一开关频率转换到所述第二开关频率，并且响应于所述控制电压大于第二边界值而从所述第二开关频率转换到所述第一开关频率，其中，所述第二边界值大于所述第一边界值。
9.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述控制器还被配置为响应于控制信号的振幅在第三输出功率范围内而使所述功率开关以第三开关频率循环，以产生通过所述功率开关的第三峰值电流。
10.一种方法，包括：
响应于开关功率变换器的输出功率在第一输出功率范围内，使用于开关功率变换器的功率开关根据第一开关频率循环；
在使所述功率开关根据所述第一开关频率循环的同时，响应于所述输出功率的第一函数来控制通过所述功率开关的第一峰值电流；
响应于所述输出功率在第二功率范围内，使所述功率开关根据第二开关频率循环；以及
在使所述功率开关根据所述第二开关频率循环的同时，响应于所述输出功率的第二函数来控制通过所述功率开关的第二峰值电流，其中，在所述第一功率范围和所述第二功率范围之间的边界处的所述第一峰值电流与所述第二峰值电流的第一比率是所述第二开关频率与所述第一开关频率的第二比率的函数。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第二比率的函数是平方根函数。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第一功率范围是从最大输出功率到第一输出功率电平的范围，所述方法还包括响应于所述输出功率下降到所述第一输出功率电平以下，而从使所述功率开关以所述第一频率循环转换到使所述功率开关以所述第二频率循环。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：响应于所述输出功率上升到大于所述第一输出功率电平的第二输出功率电平以上，而从使所述功率开关以所述第二频率循环转换到使所述功率开关以所述第一频率循环。
14.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第一开关频率大于所述第二开关频率。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第一开关频率是所述第二开关频率的倍数。
16.根据权利要求12所述的方法，还包括：
响应于所述输出功率在第三功率范围内，而使所述功率开关根据第三开关频率循环；以及
在使所述功率开关根据所述第三开关频率循环的同时，响应于所述输出功率的第三函数来控制通过所述功率开关的第三峰值电流。
17.根据权利要求12所述的方法，还包括：
响应于所述输出功率在第三功率范围内，而使所述功率开关根据可变开关频率循环；以及
在使所述功率开关根据可变开关频率循环的同时，将通过所述功率开关的第三峰值电流控制为恒定值。
18.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第三功率范围包括用于所述开关功率变换器的零输出功率。
19.据权利要求12所述的方法，其中，所述开关功率变换器是反激式变换器。
20.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第一函数和所述第二函数都是线性函数。
CN201710058880.1A 2016-01-25 2017-01-23 用于减少开关功率变换器噪声的跳频 Active CN106998132B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/005,889 US9917519B2 (en) 2016-01-25 2016-01-25 Frequency hopping for reducing switching noise in a switching power converter
US15/005,889 2016-01-25

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106998132A true CN106998132A (zh) 2017-08-01
CN106998132B CN106998132B (zh) 2020-09-22

Family

ID=59360736

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710058880.1A Active CN106998132B (zh) 2016-01-25 2017-01-23 用于减少开关功率变换器噪声的跳频

Country Status (2)

Country Link
US (2) US9917519B2 (zh)
CN (1) CN106998132B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110323937A (zh) * 2018-03-28 2019-10-11 硅实验室公司 用于具有改进的性能的功率转换器的装置及相关的方法
CN112803773A (zh) * 2021-01-28 2021-05-14 深圳市稳先微电子有限公司 Psr反激式开关电源的控制方法及二次侧控制器装置和开关电源

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10236777B2 (en) * 2017-08-09 2019-03-19 L3 Cincinnati Electronics Corporation Magnetically isolated feedback circuits and regulated power supplies incorporating the same
US20190190377A1 (en) * 2017-12-20 2019-06-20 Qualcomm Incorporated Voltage Regulation with Frequency Control
CN109768705B (zh) * 2019-01-30 2020-11-27 钰泰半导体南通有限公司 一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法
US11165352B2 (en) 2020-01-16 2021-11-02 L3 Cincinnati Electronics Corporation Capacitively isolated feedback circuits and regulated power supplies incorporating the same
CN111865056B (zh) * 2020-08-31 2021-05-14 华源智信半导体(深圳)有限公司 电源变换器与电流比较反馈电路

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103414350A (zh) * 2013-08-29 2013-11-27 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的***和方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10322870B4 (de) * 2003-05-21 2009-10-01 Infineon Technologies Ag Verfahren zum Betreiben eines Schaltwandlers und Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler
US8049481B2 (en) * 2008-12-29 2011-11-01 Iwatt Inc. Adaptive multi-mode digital control improving light-load efficiency in switching power converters
US9337736B2 (en) * 2012-03-19 2016-05-10 System General Corporation Controller with power saving for power converters and method for the same
US8780590B2 (en) * 2012-05-03 2014-07-15 Hong Kong Applied Science & Technology Research Institute Company, Ltd. Output current estimation for an isolated flyback converter with variable switching frequency control and duty cycle adjustment for both PWM and PFM modes
ES2870571T3 (es) * 2012-11-13 2021-10-27 Delta Electronics Inc Método para convertidor flyback
US20150070954A1 (en) * 2013-09-06 2015-03-12 Zentel Electronics Corp. Controller having adjustable frequency-reduction function and system using same
TWI568165B (zh) * 2014-10-09 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 具有可程式功能的返馳式電源供應電路及其控制電路與控制方法
JP6439409B2 (ja) * 2014-11-27 2018-12-19 富士電機株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103414350A (zh) * 2013-08-29 2013-11-27 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的***和方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110323937A (zh) * 2018-03-28 2019-10-11 硅实验室公司 用于具有改进的性能的功率转换器的装置及相关的方法
CN110323937B (zh) * 2018-03-28 2024-03-19 硅实验室公司 用于具有改进的性能的功率转换器的装置及相关的方法
CN112803773A (zh) * 2021-01-28 2021-05-14 深圳市稳先微电子有限公司 Psr反激式开关电源的控制方法及二次侧控制器装置和开关电源

Also Published As

Publication number Publication date
US20170214320A1 (en) 2017-07-27
US9917519B2 (en) 2018-03-13
US10560025B2 (en) 2020-02-11
CN106998132B (zh) 2020-09-22
US20180205318A1 (en) 2018-07-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106998132A (zh) 用于减少开关功率变换器噪声的跳频
US10734905B2 (en) Direct current-direct current converter
US10374515B2 (en) Switched mode power supply with dynamic frequency foldback
CN102882375B (zh) 一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法
US8125805B1 (en) Switch-mode converter operating in a hybrid discontinuous conduction mode (DCM)/continuous conduction mode (CCM) that uses double or more pulses in a switching period
US8842449B1 (en) LLC resonant converter with lossless primary-side current feedback
KR101147217B1 (ko) Ｌｅｄ 구동기 및 그 제어 방법
US9488995B2 (en) Voltage converter and voltage conversion method having multiple converter stages
TWI587611B (zh) 雙固定時間之升降壓切換式電源電路及其控制電路及其方法
CN104734509B (zh) 用于功率转换器的***和方法
CN103229401A (zh) Ac/dc电力转换方法和设备
KR20160140064A (ko) 전력 변환 장치 및 이의 동작 방법
CN102055332A (zh) 滞后控制降压-升压变换器
TWI802785B (zh) 開關穩壓控制器及配置參數最佳化方法
CN109643957A (zh) 开关电源装置以及半导体装置
TWI459698B (zh) 變頻模式轉換器及其調控方法
CN102882376A (zh) 一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法
CN106998144A (zh) 用于功率转换器开关噪声管理的智能分组控制方法
US9433060B2 (en) Power factor correction circuit, operating device for a light-emitting means and method for controlling a power factor correction circuit
JP2019022378A (ja) 電力変換装置
US20130241660A1 (en) Buck Up Power Converter
JP2011083049A (ja) 電圧変換装置
CN102939704A (zh) 开关控制电路及开关电源装置
CN106664024A (zh) 开关模式电源和操作开关模式电源的方法
JP5239917B2 (ja) 力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant