CN106982022A - 一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，包括：交流电源AC、电感L、不控整流桥BR、薄膜电容C、功率模块、永磁同步电机，以及软件计算单元：电机转速计算单元、CLARK变换单元、PARK变换单元、速度调节器单元、电流调节器、PARK逆变换单元、SVPWM计算单元，将速度调节器输出乘一个与直流母线电压成正比的变比例系数，作为q轴电流iq的给定值。本发明提出的起动方法在设置尽可能大的速度调节器比例增益系数、获得尽可能大的电机起动力矩的前提下，可以根据起动负载的大小自动调节实际的q轴电流给定值，有效抑制逆变器起动电流的过流问题。

Description

一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，特别是涉及一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法。
背景技术
随着电机设计、电机制造水平及材料性能大幅提升，同时伴随着电力电子技术的高速发展，基于矢量控制技术的电机逆变器***以其高功率密度、高可靠性及低成本等优点广泛应用于电动汽车、数控机床、机器人、变频空调等领域。传统逆变器前级为工频交流输入的不可控整流器，母线用大容值电解电容稳定母线电压，电解电容体积大、寿命有限，这极大限制了***的小型化和使用寿命。另一方面，母线上大容值电解电容滤波导致电网侧产生严重的谐波污染，近年来在我国和欧洲等国家/地区，对于逆变器产生的电源高次谐波的限制标准越来越严格，例如我国的3C认证规定对每相电流小于16A的家用空调***，各次电流谐波限值必须满足IEC6100-3-2的A类标准。为改善网侧电流质量，大电解电容的逆变器***需要增加功率因数校正(PFC)电路，这又增加了***的损耗和成本。为了解决上述问题，日本长冈科技大学Kazuya Inazuma,Hiroaki Utsugi,Kiyoshi Ohishi等人在《IEEETRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》(VOL.60,NO.10,OCTOBER 2013,p4427～4437)杂志上提出了一种无电解电容逆变器拓扑结构及其控制方法(High-Power-FactorSingle-Phase Diode Rectifier Driven by Repetitively Controlled IPM Motor)，用容值只有几十微法的薄膜电容取代传统逆变器中的大容值电解电容，通过控制电机的瞬时功率与交流输入电压的形状匹配，不但可以实现电机的调速，而且可以减少输入电流的谐波，从而实现电机逆变器的高功率因素。但是这种无电解电容逆变器技术方案只是针对电机稳态运行工况的，并没有提及电机的起动控制方案。
而速度调节器设计是永磁同步电机矢量控制起动策略的重要环节，起动技术中基于PI调节的速度调节器比例增益系数和积分增益系数是根据负载特性及硬件电路过流、过压阈值来进行设置的，PI速度调节器的输出直接决定q轴电流iq给定值的大小。PI速度调节器的比例增益系数取值越大，电机的起动力矩越大、动态特性越好，但逆变器的起动电流也越大，情况严重时可能导致逆变器过流损坏；而当PI速度调节器的比例增益系数取值偏小时，***的动态响应特性和带负载能力将变差。对于无电解电容逆变器，由于采用的是容值较小的薄膜电容作为滤波电容，电机起动过程中直流母线电压跌落严重，导致电机起动力矩的下降，如何根据负载的情况选取最佳的速度调节器参数，使电机的起动力矩达到最大而又不出现硬件***的过流、过压问题，是一个非常重要的研究课题。
发明内容
本发明提出了一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，将速度调节器的输出乘变比例系数作为q轴电流给定值且这个变比例系数与直流母线电压瞬时值成正比。由于无电解电容逆变器在起动阶段母线电压随着电机转速的上升而迅速降落，母线电压降落的幅度间接反映了负载的大小，本发明可在设置尽可能大的速度调节器比例增益系数、获得尽可能大的电机起动力矩的前提下，根据起动负载的大小自动调节实际的q轴电流给定值，有效抑制逆变器起动电流的过流问题。
本发明可以通过以下技术方案来实现：
一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，***硬件包括：交流电源AC、电感L、不控整流桥BR、薄膜电容C、功率模块、永磁同步电机，以及软件计算单元包括：电机转速计算单元、CLARK变换单元、PARK变换单元、速度调节器单元、电流调节器、PARK逆变换单元、SVPWM计算单元，所述方法包括以下步骤：
S11：电流采集传感器通过采样测量到电机定子相电流iu、iv,并通过计算获得第三相定子电流iw＝-iu-iv，测量所述薄膜电容端的直流母线电压Vc，计算电压平均值Vavg，计算比例系数k＝Vc/Vavg,比例系数k是一个变量，与直流母线电压Vc成正比；
S12：位置传感器检测电机的转子位置角θ，对转子位置角θ微分得到电机的机械转速ωr＝dθ/dt；
S13：将转子位置角θ提供给所述PARK变换单元及所述PARK逆变换单元进行计算，将电机定子相电流iu、iv、iw经过进行CLARK变换和PARK变换得到电机定子电流的d轴分量id和q轴分量iq；
S14：速度调节器采用PI调节控制,给定转速ωset作为速度调节器输入，上述步骤S12中计算得到的电机实际转速ωr作为速度调节器反馈，速度调节器的输出为定子电流is，设置d轴电流参考量设置q轴电流参考量为速度调节器输出与变比例系数k的乘积：
S15：电流调节器采用PI调节控制，所述d、q轴电流参考量为电流调节器的输入量，上述步骤S13中计算得到的d、q轴电流分量id、iq作为电流调节器的反馈，电流调节器的输出作为d、q坐标系的电压分量Vd、Vq；
S16：所述电压分量的Vd、Vq根据转子位置角θ，通过PARK逆变换计算出α、β直角坐标系的电压分量Vα、Vβ；
S17：所述电压分量Vα、Vβ通过SVPWM计算单元计算出功率模块中六个IGBT功率管导通的占空比，产生相应的6路PWM信号；
S18：所述功率模块按6路PWM信号提供的逻辑驱动永磁同步电机工作。
所述方法将速度调节器的输出与直流母线电压值结合起来，按步骤S14的方法计算q轴电流给定值这种方法可以提高电机的起动能力，同时有效减小逆变器的起动电流。
进一步的，逆变器中所述薄膜电容C的容值小于50微法。
进一步的，永磁同步电机的d、q轴电压方程为：
d、q轴磁链方程为：
永磁同步电机的电磁转矩方程为：
Tem＝pn(ψdiq-ψqid) (3)
式(1)、(2)、(3)中：Vd、Vq、id、iq分别为d、q轴电压和电流；Rs为定子电阻；Ld、Lq分别为d、q轴电感；ψd、ψq分别为d、q轴磁链；ψf为永磁体磁链；ω为电角速度；pn为电机极对数；Tem为电磁转矩；
永磁同步电机的运动方程为：
式中：J为电机转子的转动惯量；ωr为机械角速度；B为粘滞阻尼系数；TL为负载转矩。
进一步的，采用基于PI调节的速度控制器，按如下公式计算定子电流is：
式中kp表示速度控制比例增益系数，ki表示速度控制积分增益系数，ωr为电机的实际速度，ωset为电机的给定速度,τ表示时间，t表示当前时间。
进一步的，d、q轴电流给定值由速度调节器输出is乘一个比例系数k得出：
式中uc为薄膜电容端的直流母线电压，uavg为母线电压平均值，k为一个在起动过程中变化的比例系数，与直流母线电压uc成正比。
附图说明：
图1为本发明电机起动阶段采用的矢量控制框图；
图2为本发明的起动控制流程图；
图3为方案1起动特性曲线(Kp＝0.006、TL＝1.0Nm)；
图4为方案2起动特性曲线(Kp＝0.004、TL＝1.0Nm)；
图5为方案3起动特性曲线(Kp＝0.004、TL＝1.5Nm)；
图6为方案4起动特性曲线(Kp＝0.006、TL＝1.0Nm)；
图7为方案5起动特性曲线(Kp＝0.006、TL＝2.0Nm)。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
作为本发明的一个具体的可实施例，本发明的一种永磁同步电机无电解电容逆变器如图1所示，***硬件包括：交流电源AC、电感L、不控整流桥BR、薄膜电容C、功率模块、永磁同步电机。
软件计算单元包括：电机转速计算单元、CLARK变换单元、PARK变换单元、速度调节器单元、电流调节器、PARK逆变换单元、SVPWM计算单元等。
不同于传统逆变器中容值几百微法甚至几千微法的电解电容，本发明***中薄膜电容C的容值只有几十微法，具体的，所述薄膜电容C的容值小于50微法，更具体的，所述薄膜电容C的容值为20μF。
此外，电路输入220V/50Hz的交流电，所采用的电感L大小为5mH。
本发明在电机起动阶段采用的起动控制流程图如图2所示，提供了一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，包括如下步骤：
S11：电流采集传感器通过采样测量到电机定子相电流iu、iv,并通过计算获得第三相定子电流iw＝-iu-iv。测量薄膜电容端的直流母线电压Vc，计算电压平均值Vavg，计算比例系数k＝Vc/Vavg,比例系数k是一个变量，与直流母线电压Vc成正比。
S12：位置传感器检测电机的转子位置角θ，对转子位置角θ微分得到电机的机械转速ωr＝dθ/dt。
S13：将转子位置角θ提供给Park变换及其逆变换进行计算，将电机定子相电流iu、iv、iw经过进行CLARK变换和PARK变换得到电机定子电流的d轴分量id和q轴分量iq。
S14：速度调节器采用PI调节控制,给定转速ωset作为速度调节器输入，上述步骤S12中计算得到的电机实际转速ωr作为速度调节器反馈，速度调节器的输出为定子电流is。设置d轴电流参考量设置q轴电流参考量为速度调节器输出与变比例系数k的乘积：
S15：电流调节器采用PI调节控制，所述d、q轴电流参考量为电流调节器的输入量，上述步骤S13中计算得到的d、q轴电流分量id、iq作为电流调节器的反馈，电流调节器的输出作为d、q坐标系的电压分量Vd、Vq。
S16：所述电压分量的Vd、Vq根据转子位置角θ，通过PARK逆变换计算出α、β直角坐标系的电压分量Vα、Vβ。
S17：所述电压分量Vα、Vβ通过SVPWM计算单元计算出功率模块中六个IGBT功率管导通的占空比，产生相应的6路PWM信号。
S18：功率模块按6路PWM信号提供的逻辑驱动永磁同步电机工作。
本发明将速度调节器的输出与直流母线电压值结合起来，按步骤S14的方法计算q轴电流给定值这种方法可以提高电机的起动转矩，同时有效减小逆变器的起动电流。
其中，本发明实施例矢量控制中永磁同步电机的在d、q轴电压方程为：
d、q轴磁链方程为：
永磁同步电机的电磁转矩方程为：
Tem＝pn(ψdiq-ψqid) (3)
式(1)、(2)、(3)中：Vd、Vq、id、iq分别为d、q轴电压和电流；Rs为定子电阻；Ld、Lq分别为d、q轴电感；ψd、ψq分别为d、q轴磁链；ψf为永磁体磁链；ω为电角速度；pn为电机极对数；Tem为电磁转矩。
永磁同步电机的运动方程为：
式中：J为电机转子的转动惯量；ωr为机械角速度；B为粘滞阻尼系数；TL为负载转矩。
本实施例永磁同步电机的参数如下：额定直流电压310V；额定功率1200W；机械角速度ωr的变化范围600～12000r/min；极对数pn为2；定子电阻Rs为0.65Ω；定子直轴电感Ld为8.8mH；定子交轴电感Lq为14.4mH；反电势系数Ke为26.5V/krpm；电机转子的转动惯量J为7.6*10-4kg*m2；电机起动负载转矩TL设为1.0～2.0Nm。
本发明实施例起动方案中采用基于PI调节的速度控制器，按如下公式计算定子电流is：
式中kp表示速度控制比例增益系数，ki表示速度控制积分增益系数，ωr为电机的实际速度，ωset为电机的给定速度,τ表示时间，t表示当前时间。
为了证明本发明所述起动方法的优越性，本实施例在MATLAB平台上采用两种不同的计算公式来计算d、q轴电流给定值
第一种计算方法和现有技术中大容值电解电容逆变器中采用的方法相同，d、q轴电流给定值由速度调节器输出is和转矩角β按下式计算：
第二种计算方法，d、q轴电流给定值按本发明提出的思路计算，由速度调节器输出is乘一个比例系数k得出：
式中uc为薄膜电容端的直流母线电压，uavg为母线电压平均值，k为一个在起动过程中变化的比例系数，与直流母线电压uc成正比。
本发明实施例分别采用公式(6)或公式(7)计算通过设置不同的速度调节器比例增益系数kp和不同的负载转矩值TL，对不同起动方案下电机起动速度、q轴电流iq、母线电压Vc、交流输入电流Iac、负载起动能力进行了对比。如下表1给出了五种起动方案的比例增益系数kp、负载转矩TL和交流输入电流Iac的峰值。五种起动方案PI速度调节器的积分增益系数ki都取0.1，积分周期都取0.001s。本实施例中速度调节器的饱和值设为15A，硬件***过流阈值为18A，电机的给定速度ωset为2000r/min。
表1五种起动方案的对比
实施例方案1、方案2、方案3和现有技术中大容值电解电容逆变器中采用的起动方法相同，d、q轴电流给定值计算依据为公式(6)；而实施例方案4、方案5采用了本发明提出的起动方案，d、q轴电流给定值计算依据为公式(7)。如图3～图6分别为五种方案对应的起动特性曲线。方案1、方案2、方案3采用公式(6)计算时，转矩角β取0°，
对于无电解电容逆变器，***刚上电时薄膜电容有一个几毫秒的充电过程，因此在图3～图6的五种方案中电机都假定是从0.02s开始起动的，这时电薄膜电容的充电已经完成，端电压已稳定在310V。
如图3为方案1的起动特性曲线，方案1的负载转矩TL为1.0Nm，速度调节器比例增益系数kp取0.006，由于电机转子惯量(J＝7.6*10-4kg*m2)的作用，电机的速度上升是一个逐步上升的过程，而给定速度ωset为2000r/min，方案1采用公式(6)计算q轴电流给定值***的q轴电流iq在(0.02s～0.022s)的0.002s内就上升到了14.8A，相应地交流输入电流Iac也在0.002s内上冲到峰值19.3A。方案1的起动电流超过了硬件过流阈值18A。方案1电机经过0.55s稳定在给定转速2000r/min。
为了减小***的起动电流，一个有效的方法是适当减小速度调节器比例增益系数kp，方案2是在方案1的基础上将比例增益系数kp减小得到的方案。如图4为方案2的起动特性曲线，负载转矩TL仍为1.0Nm，但比例增益系数kp降低到0.004。***的q轴电流iq在(0.02s～0.022s)的0.002s内只上升到9.0A，输入电流Iac是在0.0145s附近达到峰值14.5A的。方案2通过减小速度调节器比例增益系数kp，将起动电流峰值从19.3A降到了14.5A，这样满足***硬件的要求。方案2电机的动态响应时间较方案1稍有增加，经过0.75s稳定在给定转速2000r/min。
为了考察降低比例增益系数kp对负载起动能力的影响，在方案2的基础上增加负载转矩得到方案3。如图5为方案3的起动特性曲线，比例增益系数kp为0.004，负载转矩TL增加到1.5Nm，这时起动电流峰值比方案2明显增大，在0.06s处达到峰值16.5A，接近硬件过流阈值18A。方案3的电机动态响应时间进一步增加，经过0.80s才稳定在给定转速2000r/min。比例增益系数kp为0.004时，负载转矩TL继续增加到2.0Nm时，电机已无法顺利起动。
综合方案1、2、3可见，现有技术按公式(6)计算q轴电流给定值需要根据负载的情况不断优化比例增益系数kp取值，才可能既出现过流又获得较大的起动转矩，这给***控制增加了难度。
方案4为本发明的起动方法，负载转矩和比例增益系数与方案1相同，负载转矩TL为1.0Nm，速度调节器比例增益系数kp取0.006，按公式(7)计算q轴电流给定值如图6为方案4的起动特性曲线。因为q轴电流给定值由速度调节器输出与母线电压同时决定，q轴电流iq在(0.02s～0.025s)的0.005s内才上升到15.1A，交流输入电流Iac在0.083s附近才上升到峰值6.5A，这比方案1的峰值19.3A大大减小。而方案4电机的动态响应速度与方案1相当，在0.6s处稳定在给定转速2000r/min。
为了进一步考察本发明的负载起动能力，在方案4的基础上继续增加负载转矩得到方案5。方案5速度调节器比例增益系数kp取0.006，负载转矩TL为2.0Nm。如图7为方案5的起动特性曲线，输入电流Iac在0.4s附近达到峰值10.1A，大大低于硬件过流阈值18A；电机在0.8s附近稳定在给定转速。更重要的是，采用与方案4相同的比例增益系数kp，负载转矩TL增大到2.0N电机还可以顺利起动；而对于方案3，当负载转矩TL增加到2.0Nm时，电机已无法顺利起动。证明本发明除可降低起动电流外还一个优点：具有比方案1、2、3更强的带负载起动能力。
综合上述五种起动方案可见，采用本发明的起动方法，按公式(7)计算q轴电流给定值取同样的比例增益系数kp，可以大大降低***起动电流，同时具有更强的负载起动能力。
以上所述方案4、方案5是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，***硬件包括：交流电源AC、电感L、不控整流桥BR、薄膜电容C、功率模块、永磁同步电机，以及软件计算单元包括：电机转速计算单元、CLARK变换单元、PARK变换单元、速度调节器单元、电流调节器、PARK逆变换单元、SVPWM计算单元，其特征在于包括以下步骤：
S11：电流采集传感器通过采样测量到电机定子相电流iu、iv，并通过计算获得第三相定子电流iw＝-iu-iv，测量所述薄膜电容端的直流母线电压Vc，计算电压平均值Vavg，计算比例系数k＝Vc/Vavg，比例系数k是一个变量，与直流母线电压Vc成正比；
S12：位置传感器检测电机的转子位置角θ，对转子位置角θ微分得到电机的机械转速ωr＝dθ/dt；
S13：将转子位置角θ提供给所述PARK变换单元及所述PARK逆变换单元进行计算，将电机定子相电流iu、iv、iw经过进行CLARK变换和PARK变换得到电机定子电流的d轴分量id和q轴分量iq；
S14：速度调节器采用PI调节控制，给定转速ωset作为速度调节器输入，上述步骤S12中计算得到的电机实际转速ωr作为速度调节器反馈，速度调节器的输出为定子电流is，设置d轴电流参考量设置q轴电流参考量为速度调节器输出与变比例系数k的乘积：
S15：电流调节器采用PI调节控制，所述d、q轴电流参考量为电流调节器的输入量，上述步骤S13中计算得到的d、q轴电流分量id、iq作为电流调节器的反馈，电流调节器的输出作为d、q坐标系的电压分量Vd、Vq；
S16：所述电压分量的Vd、Vq根据转子位置角θ，通过PARK逆变换计算出α、β直角坐标系的电压分量Vα、Vβ；
S17：所述电压分量Vα、Vβ通过SVPWM计算单元计算出功率模块中六个IGBT功率管导通的占空比，产生相应的6路PWM信号；
S18：所述功率模块按6路PWM信号提供的逻辑驱动永磁同步电机工作。
2.根据权利要求1所述的一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，其特征在于将速度调节器的输出与直流母线电压值结合起来，按步骤S14的方法计算q轴电流给定值这种方法可以提高电机的起动能力，同时有效减小逆变器的起动电流。
3.根据权利要求1所述的一种无电解电容逆变器永磁同步电机的起动方法，其特征在于逆变器中所述薄膜电容C的容值小于50微法。
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