CN106936306B - 多态图腾pfc电路 - Google Patents

多态图腾pfc电路 Download PDF

Info

Publication number
CN106936306B
CN106936306B CN201511026504.1A CN201511026504A CN106936306B CN 106936306 B CN106936306 B CN 106936306B CN 201511026504 A CN201511026504 A CN 201511026504A CN 106936306 B CN106936306 B CN 106936306B
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge arm
differential mode
value
switch
pulse width
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201511026504.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106936306A (zh
Inventor
武志贤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201511026504.1A priority Critical patent/CN106936306B/zh
Publication of CN106936306A publication Critical patent/CN106936306A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106936306B publication Critical patent/CN106936306B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本发明提供一种多态图腾PFC电路，包括输入电源、整流电感和多态开关；所述整流电感的一端与输入电源连接，所述整流电感的另一端与多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一绕组的另一端与所述第一开关桥臂连接，所述第二绕组的另一端与所述第二开关桥臂连接；所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路用于对所述耦合电感进行磁平衡控制。所述多态图腾PFC电路可以实现耦合电感的磁平衡控制，具有较高的效率。

Description

多态图腾PFC电路
技术领域
本发明涉及功率变换技术领域，尤其涉及一种多态图腾PFC电路。
背景技术
在功率变换技术领域，高效率和高功率密度一直是功率变换器追求的发展方向。为了提高功率模块的效率和功率密度，通常采用的方法是采用高频率的开关管来减小电容电感等无源器件的体积，采用高频率的开关管虽然减小了无源器件的体积和损耗，但增加了开关管的开关损耗，效率提高的效果不明显。最好的方法是在保持低开关频率的情况下使电感电容的频率增加，这样既可以减小开关损耗又可以减小电感电容的体积。多态开关技术的提出能够同时满足上述的条件，通过耦合电感实现交错并联的效果，保持低开关频率的情况下使电感电容无源器件的频率成倍增加，同时能降低开关的损耗和无源器件的体积，有效提高功率变换器的效率和功率密度。
目前，在功率变换器的应用中，图腾功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路是效率较高的单相PFC拓扑之一。因此，可以将多态开关技术与图腾PFC电路结合以进一步提升功率变换器的效率和功率密度。多态图腾PFC电路完全对称的情况下，由于耦合电感原副边绕组匝数相同，所以理论上具有自然均流的特性，但由于死区时间不同、开关速度不同、串联等效阻抗不同、反馈环路引入的噪声等因素的存在会在耦合电感绕组的电流中产生直流偏置。直流偏置会增加绕组和磁芯的损耗，使耦合电感发热严重，导致效率降低。当偏置超出磁芯允许的磁滞变化范围时耦合电感就会磁饱和，磁饱和会引起耦合电感的损坏、所连接的功率开关管的损坏等问题。
在多态开关耦合电感的磁平衡控制中，常用的做法是通过增加磁芯的气隙，增大耦合电感的体积来避免饱和，无法满足提高功率密度的目的。因此，多态图腾PFC电路中的耦合电感的磁平衡控制是应用多态开关需要解决的一个问题。
发明内容
本发明提供一种多态图腾PFC电路，以减小直流偏置，提高多态图腾PFC电路中耦合电感的磁平衡，尽量避免磁芯饱和，进而提升多态图腾PFC电路的效率和功率密度。
本发明第一方面提供一种多态图腾PFC电路，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括依次连接的反馈控制模块、发波模块及磁平衡控制模块；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输出电压采样值；所述反馈控制模块还用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
所述发波模块还与所述第一开关桥臂连接，用于将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
所述磁平衡控制模块还与所述第二开关桥臂连接，用于将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到与所述第一脉宽调制信号占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到与所述第二脉宽调制信号占空比相同的第四脉宽调制信号，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的下开关管，同样，所述第三脉宽调制信号与所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第三脉宽调制信号与所述第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
所述多态图腾PFC电路通过所述磁平衡控制模块将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号，从而使得所述第一开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比相同，以及使得所述第一开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比相同，从而可以有效降低所述耦合电感的第一绕组和第二绕组中的差模电流大小，保证所述耦合电感的磁链平衡，降低耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾电路的效率。
结合第一方面，需要说明的是，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
进一步地，所述参考电流计算器包括增益运算器、平方运算器、乘法器和除法器，所述增益运算器用于对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；所述平方运算器用于对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；所述乘法器用于计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；所述除法器用于将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第一方面，需要说明的是，所述发波模块包括第一输出端和第二输出端，所述第一输出端用于输出所述第一脉宽调制信号，所述第二输出端用于输出所述第二脉宽调制信号；所述磁平衡控制模块包括第一延时器和第二延时器；所述第一延时器与所述第一输出端连接，用于将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号；所述第二延时器与所述第二输出端连接，用于将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号。
可选地，所述发波模块包括第一输出端和第二输出端，所述第一输出端用于输出所述第三脉宽调制信号，所述第二输出端用于输出所述第四脉宽调制信号；所述磁平衡控制模块包括第一延时器和第二延时器，所述第一延时器与所述第一输出端连接，所述第二延时器与所述第二输出端连接，所述第一延时器用于将所述第三脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第一脉宽调制信号，所述第二延时器用于将所述第四脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第二脉宽调制信号。
结合第一方面，可以理解的是，所述多态开关可以包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
可选地，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号的载波之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
当所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂时，固定其中一个开关桥臂的驱动信号的占空比不变，进而通过将所述固定占空比的驱动信号依次相移N-1个360/N度，得到相互并联的其余N-1个开关桥臂的驱动信号，从而使得所述N个开关桥臂的上开关管的驱动信号具有相同的占空比，并使得所述N个开关桥臂的下开关管的驱动信号也具有相同的占空比，从而可以有效降低所述耦合电感中的差模电流大小，保证所述耦合电感的磁链平衡，降低耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
本发明第二方面提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，所述多态图腾PFC电路包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述方法包括：
获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到与所述第一脉宽调制信号占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到与所述第二脉宽调制信号占空比相同的第四脉宽调制信号，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的下开关管，同样，所述第三脉宽调制信号与所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第三脉宽调制信号与所述第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法通过将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号，从而使得所述第一开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比相同，以及使得所述第一开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比相同，从而可以有效降低所述耦合电感的第一绕组和第二绕组中的差模电流大小，保证所述耦合电感的磁链平衡，降低耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾电路的效率。
结合第二方面，需要说明的是，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
进一步地，所述将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值，包括：
对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；
对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；
计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；
将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第二方面，可以理解的是，所述多态开关可以包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
可选地，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号的载波之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
当所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂时，固定其中一个开关桥臂的驱动信号的占空比不变，进而通过将所述固定占空比的驱动信号依次相移N-1个360/N度，得到相互并联的其余N-1个开关桥臂的驱动信号，从而使得所述N个开关桥臂的上开关管的驱动信号具有相同的占空比，并使得所述N个开关桥臂的下开关管的驱动信号也具有相同的占空比，从而可以有效降低所述耦合电感中的差模电流大小，保证所述耦合电感的磁链平衡，降低耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾电路的效率。
本发明第三方面提供一种多态图腾PFC电路，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括依次连接的反馈控制模块、发波模块及磁平衡控制模块；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输出电压采样值；所述反馈控制模块还用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
所述发波模块用于将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂下开关管；其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，所述第三脉宽调制信号和所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通，并通过所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
所述磁平衡控制模块包括依次连接的差模电流补偿子模块、调节量计算子模块及占空比调节子模块；所述差模电流补偿子模块还与所述第一绕组和第二绕组连接，用于获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值；
所述调节量计算子模块还与所述反馈控制模块连接，用于根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量；
所述占空比调节子模块还与所述发波模块、所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂连接，用于将所述第一开关桥臂的每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号上，以驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；或/和将所述第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号上，以驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
所述多态图腾PFC电路通过固定所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中的一个开关桥臂的开关管的驱动信号占空比不变，通过获取所述耦合电感中的差模电流采样值，并结合差模电流参考值计算差模电流补偿值，进而根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中的其他开关桥臂中开关管的驱动信号的占空比调节量，并将所述占空比调节量分别叠加到其他开关桥臂中每个开关管对应的驱动信号中；或者直接根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中每个开关桥臂中开关管的驱动信号的占空比调节量，并分别叠加到每个开关桥臂的每个开关管对应的驱动信号中，从而有效缩减相邻两个开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比之差，并缩减相邻两个开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比之差，进而有效降低所述耦合电感中的差模电流大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
结合第三方面，需要说明的是，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
进一步地，所述参考电流计算器包括增益运算器、平方运算器、乘法器和除法器，所述增益运算器用于对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；所述平方运算器用于对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；所述乘法器用于计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；所述除法器用于将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第三方面，需要说明的是，所述差模电流补偿子模块包括依次连接的第三差值运算器、第四差值运算器及差模电流控制器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算；
所述差模电流控制器用于对所述第四差值运算器的输出进行差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
可选地，所述差模电流补偿子模块包括依次连接的第三差值运算器、差模电流控制器、第四差值运算器及增益运算器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述差模电流控制器用于对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流控制器的输出与差模电流参考值进行差值运算；
所述增益运算器用于对所述第四差值运算器的输出进行增益运算，得到差模电流补偿值。
结合第三方面，需要说明的是，所述调节量计算子模块包括符号判断单元、输入电压状态判断单元、真值表单元及乘法运算单元；
所述符号判断单元用于判断所述差模电流采样值的方向；
所述输入电压状态判断单元用于判断所述输入电压采样值的正负；
所述真值表单元用于根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
所述乘法运算单元用于将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
结合第三方面，可以理解的是，所述差模电流采样值对应的差模电流引起的所述耦合电感的磁链变化等于所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差在一个开关周期内的累积；其中，同一位置的开关管是指所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的上开关管，或者所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的下开关管，所述开关周期是指所述驱动信号的周期。
所述多态图腾PFC电路通过控制同一个开关周期内所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差可以控制差模电流的正负及大小，进而可以通过缩小所述同一个开关周期内所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差来减小所述差模电流的大小，从而保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
本发明第四方面提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，所述多态图腾PFC电路包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述方法包括：
获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂下开关管；其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，所述第三脉宽调制信号和所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通，并通过所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值；
根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量；
将所述第一开关桥臂的每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号上，或/和将所述第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号上。
所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法通过固定所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中的一个开关桥臂的开关管的驱动信号占空比不变，通过获取所述耦合电感中的差模电流采样值，并结合差模电流参考值计算差模电流补偿值，进而根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中的其他开关桥臂中开关管的驱动信号的占空比调节量，并将所述占空比调节量分别叠加到其他开关桥臂中每个开关管对应的驱动信号中；或者直接根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述至少第一开关桥臂和第二开关桥臂中每个开关桥臂中开关管的驱动信号的占空比调节量，并分别叠加到每个开关桥臂的每个开关管对应的驱动信号中，从而有效缩减相邻两个开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比之差，并缩减相邻两个开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比之差，进而有效降低所述耦合电感中的差模电流大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
结合第四方面，需要说明的是，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
进一步地，所述将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值，包括：
对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；
对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；
计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；
将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第四方面，需要说明的是，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，并通过差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
可选地，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算，并将所述差模电流调节运算的结果与差模电流参考值进行差值运算，进一步通过增益运算得到差模电流补偿值。
结合第四方面，需要说明的是，所述计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量，包括：
判断所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负；
根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负查询预设真值表，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
结合第四方面，可以理解的是，所述差模电流采样值对应的差模电流引起的所述耦合电感的磁链变化等于所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差在一个开关周期内的累积；其中，同一位置的开关管是指所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的上开关管，或者所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的下开关管，所述开关周期是指所述驱动信号的周期。
所述方法通过控制同一个开关周期内所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差可以控制差模电流的正负及大小，进而可以通过缩小所述同一个开关周期内所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差来减小所述差模电流的大小，从而保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
本发明第五方面提供一种多态图腾PFC电路，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括反馈控制模块、磁平衡控制模块、调制波生成模块及发波模块，所述反馈控制模块和磁平衡控制模块通过所述调制波生成模块与所述发波模块连接；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输出电压采样值；所述反馈控制模块还用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
所述磁平衡控制模块还与所述第一绕组和第二绕组连接，用于获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值；
所述调制波生成模块用于将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上，生成调制波；
所述发波模块还与所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂连接，用于根据所述调制波生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂下开关管；其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，所述第三脉宽调制信号和所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通，并通过所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
所述多态图腾PFC电路通过获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算得到差模电流补偿值，进而将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上作为调制波，生成所述用于驱动所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的驱动信号，以实现根据差模电流采样值的变化改变调制波，从而通过调制波的变化来调节所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的每个开关管的占空比，以缩减所述第一开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比之间的差距，以及缩减所述第一开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比之间的差距，进而有效降低所述耦合电感的第一绕组和第二绕组中的差模电流大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
结合第五方面，需要说明的是，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
进一步地，所述参考电流计算器包括增益运算器、平方运算器、乘法器和除法器，所述增益运算器用于对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；所述平方运算器用于对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；所述乘法器用于计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；所述除法器用于将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第五方面，需要说明的是，所述磁平衡控制模块包括依次连接的第三差值运算器、第四差值运算器及差模电流控制器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算；
所述差模电流控制器用于对所述第四差值运算器的输出进行差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
可选地，所述磁平衡控制模块包括依次连接的第三差值运算器、差模电流控制器、第四差值运算器及增益运算器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述差模电流控制器用于对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流控制器的输出与差模电流参考值进行差值运算；
所述增益运算器用于对所述第四差值运算器的输出进行增益运算，得到差模电流补偿值。
结合第五方面，可以理解的是，所述差模电流采样值对应的差模电流引起的所述耦合电感的磁链变化等于所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差在一个开关周期内的累积；其中，同一位置的开关管是指所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的上开关管，或者所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的下开关管，所述开关周期是指所述驱动信号的周期。
所述多态图腾PFC电路通过获取所述差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值，进而将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上作为调制波，从而通过改变调制波来调节所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比之差，进而控制所述耦合电感中差模电流的大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
本发明第六方面提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，所述多态图腾PFC电路包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接，所述整流电感的另一端与所述多态开关连接；所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组，其中，所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；所述方法包括：
获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，进一步将差值运算的结果进行输出电压补偿运算，得到输出电流参考值的幅值，再进一步将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，计算得到输入电流补偿值；
获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值；
将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上，生成调制波；
根据所述调制波生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管，所述第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂下开关管，所述第三脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管，所述第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂下开关管；其中，所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，所述第三脉宽调制信号和所述第四脉宽调制信号互补，且二者之间存在一定的死区时间，从而可以通过所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通，并通过所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法通过获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算得到差模电流补偿值，进而将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上作为调制波，生成所述用于驱动所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的驱动信号，以实现根据差模电流采样值的变化改变调制波，从而通过调制波的变化来调节所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的每个开关管的占空比，以缩减所述第一开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的上开关管的驱动信号占空比之间的差距，以及缩减所述第一开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂的下开关管的驱动信号占空比之间的差距，进而有效降低所述耦合电感的第一绕组和第二绕组中的差模电流大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
结合第六方面，需要说明的是，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
进一步地，所述将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值，包括：
对所述输入电压采样值进行增益运算，得到所述输入电压采样值的增益值；
对所述输入电压采样值进行平方运算，得到所述输入电压采样值的平方；
计算所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积；
将所述输入电压采样值的增益值和所述输入电流参考值的幅值的乘积除以所述输入电压采样值的平方，得到所述输入电流参考值。
结合第六方面，需要说明的是，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，并通过差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
可选地，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算，并将所述差模电流调节运算的结果与差模电流参考值进行差值运算，进一步通过增益运算得到差模电流补偿值。
结合第六方面，可以理解的是，所述差模电流采样值对应的差模电流引起的所述耦合电感的磁链变化等于所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差在一个开关周期内的累积；其中，同一位置的开关管是指所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的上开关管，或者所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的下开关管，所述开关周期是指所述驱动信号的周期。
所述方法通过获取所述差模电流采样值，并将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，进而对所述差值运算的结果进行差模电流调节运算，计算得到差模电流补偿值，进而将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上作为调制波，从而通过改变调制波来调节所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂的同一位置的开关管的驱动信号的占空比之差，进而控制所述耦合电感中差模电流的大小，保证所述耦合电感具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的结构示意图；
图2A-图2D是图1所示多态图腾PFC电路在四种开关状态下的等效电路示意图；
图3是图1所示多态图腾PFC电路的电流通路等效示意图；
图4是图1所示多态图腾PFC电路的差模电流和差模电压的关系示意图；
图5A-图5B是图1所示多态图腾PFC电路的开关桥臂驱动信号的载波、调制波、占空比和桥臂中点电压的波形示意图；
图6是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的结构示意图；
图7是图6所示多态图腾PFC电路的磁平衡控制电路的结构示意图；
图8是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法的流程图；
图9是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的结构示意图；
图10A-图10B是图9所示多态图腾PFC电路的磁平衡控制电路的结构示意图；
图11是图10A-图10B所示磁平衡控制电路中差模电流补偿子模块的另一种结构示意图；
图12是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法的流程图；
图13是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的结构示意图；
图14是本图13所示多态图腾PFC电路的磁平衡控制电路的结构示意图；
图15是本发明实施例提供的一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法的流程图；
图16A-图16E是应用本发明实施例提供的耦合电感磁平衡控制方法的PFC电路的结构示意图；
图17A-图17B是本发明实施例提供的多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法的仿真波形示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行描述。
请参阅图1，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾功率因数校正(PowerFactor Correction，PFC)电路10，包括输入电源Vss、整流电感Lin、母线电容Co、多态开关110、第一整流二极管D1和第二整流二极管D2。所述多态开关110包括第一连接端a、第二连接端b、第三连接端c、耦合电感T及相互并联连接于所述第二连接端b和第三连接端c之间的第一开关桥臂111和第二开关桥臂113。所述第一开关桥臂111包括相互串联的上开关管S1、下开关管S2和位于所述上开关管S1、下开关管S2之间的第一节点A，即第一开关桥臂111的桥臂中点；所述第二开关桥臂113包括相互串联的上开关管S3、下开关管S4和位于所述上开关管S3、下开关管S4之间的第二节点B，即第二开关桥臂113的桥臂中点；所述耦合电感T包括相互耦合连接的第一绕组L1和第二绕组L2，所述第一绕组L1和第二绕组L2的一端与所述第一连接端a连接，所述第一绕组L1和第二绕组L2的另一端分别与所述第一节点A和所述第二节点B一一对应连接。所述整流电感Lin的一端与所述输入电源Vss的一端连接，所述整流电感Lin的另一端与所述第一连接端a连接。所述第一整流二极管D1的正极与所述输入电源Vss的另一端连接，所述第一整流二极管D1的负极与所述第二连接端b连接；所述第二整流二极管D2的正极与所述第三连接端c连接，所述第二整流二极管D2的负极与所述输入电源Vss的另一端连接。所述母线电容Co连接于所述第二连接端b和所述第三连接端c之间。
其中，所述输入电源Vss用于为所述多态图腾PFC电路10提供交流的输入电压Vs。所述第一整流二极管D1和第二整流二极管D2形成整流桥臂，所述整流桥臂低频工作在所述输入电压Vs的正、负半周期。所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中的上开关管和下开关管分别由一组高频变换的脉宽调制信号驱动，每一个开关桥臂中的上开关管与下关开关的驱动信号互补，并预留一定的死区时间，以防止上开关管与下开关管同时导通。所述第二开关桥臂113的驱动信号与所述第一开关桥臂111的驱动信号之间相移一定角度，以实现交错并联，抵消特定次数的谐波。在本实施例中，所述第二开关桥臂113的驱动信号与所述第一开关桥臂111的驱动信号之间相移180度。
以输入电压Vs的正半周期为例，所述多态图腾PFC电路10在不同的开关组合下的等效电路分别如图2A-图2D所示。其中，图2A为第一开关桥臂111的下开关管S2和第二开关桥臂113的下开关管S4导通时的等效电路示意图；图2B为第一开关桥臂111的上开关管S1和第二开关桥臂113的上开关管S3导通时的等效电路示意图；图2C为第一开关桥臂111的下开关管S2和第二开关桥臂113的上开关管S3导通时的等效电路示意图；图2D为第一开关桥臂111的上开关管S1和第二开关桥臂113的下开关管S4导通时的等效电路示意图。其中，图2C与图2D实际上为相同的等效电路。因此，所述多态图腾PFC电路10包括两个上开关管同时导通、两个下开关管同时导通以及一个开关桥臂中的上开关管和另一个开关桥臂中的下开关管同时导通三种等效的开关状态。
请参阅图3，图3所示为所述多态图腾PFC电路10在三种等效的开关状态下的电流通路等效示意图。其中，第一节点A与第二节点B的电压高频变化，电流Is为输入电流，电流I1和I2分别为流过所述第一绕组L1和第二绕组L2的电流。其中，电流I1和I2中各包括0.5Is的共模电流和差模电流。差模电流的存在会会引起所述耦合电感T的磁链变化，增加所述耦合电感T的磁芯损耗，使得耦合电感发热严重，降低功率变换效率。当所述耦合电感T中的差模电流超过磁芯允许的磁滞变换范围时，会导致耦合电感T出现磁饱和，进而导致耦合电感T和开关管损坏。因此，需要对所述耦合电感中的差模电流进行控制，以提升耦合电感的磁平衡。
图4为所述多态图腾PFC电路10的耦合电感T中的差模电压和差模电流的关系示意图。其中，VA、VB分别为第一节点A和第二B处对应的差模电压，Id为所述第一绕组L1和第二绕组L2中的差模电流。其中，所述差模电流仅在所述第一绕组L1和第二绕组L2、第一次开关桥臂111和第二开关桥臂113之间流动，不会流到所述整流电感Lin上。在本实施例中，图4中箭头所示方向定义为差模电流Id的正方向，Lmag为所述第一绕组L1和第二绕组L2的自感。
下面对耦合电感T中差模电流Id与耦合电感T的磁链之间关系进行理论推导。请一并参阅图5A和图5B，其中，C1为第一开关桥臂111的上开关管S1的驱动信号的载波，m1为对应的调制波；C3为第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号的载波，m3为对应的调制波；D1为第一开关桥臂111的上开关管S1的驱动信号的占空比，D3为第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号的占空比；VA和VB分别为第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的中点电压；Vdc+为正母线电压，Vdc-为负母线电压。假设第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的上开关管S1、S3的驱动信号的载波C1、C3之间相移角度为180度，开关管S1、S3的驱动信号的占空比D1和D3存在三种关系，即D1＜0.5且D3＜0.5，或者D1＝D3＝0.5，或者D1＞0.5且D3＞0.5，其中，D1＝D3＝0.5是其他两种关系的临界状态，故这里仅对D1＜0.5且D3＜0.5和D1＞0.5且D3＞0.5两种情况耦合电感T中差模电流Id与耦合电感T的磁链之间关系进行理论推导。
当D1＜0.5且D3＜0.5时，所述多态图腾PFC电路10的第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的上开关管S1、S3的在一个开关周期内驱动信号的载波、调制波、占空比和桥臂中点电压的波形如图5A所示。假设一个开关周期为Ts，耦合电感的自感系数L＝2Lmag，则可列出耦合电感T在一个开关周期Ts内的各个暂态下的伏秒数方程组如下：
Figure BDA0000896798760000241
将图5A中各个暂态下对应的桥臂中点的差模电压VA和VB分别代入方程组(1)中，可得到方程组：
Figure BDA0000896798760000251
同理，当D1＞0.5且D3＞0.5时，根据图5B中各个暂态下对应的桥臂中点的差模电压VA和VB，可以得到方程组：
Figure BDA0000896798760000252
整理方程组(2)或者方程组(3)，均可得到方程：
进一步由方程(4)在一个开关周期内对t进行积分，可以得到方程：
Figure BDA0000896798760000254
由方程(5)可知，差模电流Id引起的耦合电感的磁链变化LId等于所述第一开关桥臂的上开关管S1和第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号的占空比的差在一个开关周期Ts内的积累。可以理解，上述理论同样适用于以下开关管S2、S4的驱动信号占空比为参考来对耦合电感T中差模电流Id与耦合电感T的磁链之间关系进行推导。因此，由方程(5)可以得出，耦合电感T中由差模电流Id引起的磁链变化LId等于前后开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差在一个开关周期Ts内的累积，即通过控制同一个开关周期内前后开关桥臂同一位置的开关管的驱动信号的占空比的差可以控制差模电流Id的正负及大小。其中，同一位置的开关管是指前后开关桥臂的上开关管，或者前后开关桥臂的下开关管，所述开关周期Ts为驱动信号的周期。
请一并参阅图6和图7，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路100，其相对于图1所示的多态图腾PFC电路10，还包括磁平衡控制电路130，所述磁平衡控制电路130包括依次连接的反馈控制模块131、发波模块133及磁平衡控制模块135。
所述反馈控制模块131还与所述输入电源Vss的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值Vs和输入电流采样值Is；所述反馈控制模块131还与所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路100的输出电压采样值Vo；所述反馈控制模块131还用于根据所述输入电压采样值Vs、输入电流采样值Is及输出电压采样值Vo，并结合输出电压参考值Vo_ref，计算输入电流补偿值Iscom。
所述发波模块133还与所述第一开关桥臂111连接，用于将所述输入电流补偿值Iscom作为调制波，生成第一脉宽调制信号D1’和第二脉宽调制信号D2’，所述第一脉宽调制信号D1’和第二脉宽调制信号D2’用于驱动所述第一开关桥臂111的上开关管S1和下开关管S2交替导通。其中，所述第一脉宽调制信号D1’作为驱动第一开关桥臂111的上开关管S1的第一驱动信号Drv1，所述第二脉宽调制信号D2’作为驱动所述第一开关桥臂111的下开关管S2的第二驱动信号Drv2。
所述磁平衡控制模块135还与所述第二开关桥臂113连接，用于将所述第一脉宽调制信号D1’相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号D3’，并将所述第二脉宽调制信号D2’相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号D4’，所述第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’用于驱动所述第二开关桥臂113的上开关管S3和下开关管S4交替导通。其中，所述第三脉宽调制信号D3’作为驱动第二开关桥臂113的上开关管S3的第三驱动信号Drv3，所述第四脉宽调制信号D4’作为驱动所述第二开关桥臂113的下开关管S4的第四驱动信号Drv4。
所述反馈控制模块131包括依次连接的第一差值运算器1311、输出电压补偿器1313、参考电流计算器1315、第二差值运算器1317及输入电流补偿器1319；
所述第一差值运算器1311用于将所述输出电压采样值Vo与所述输出电压参考值Vo_ref进行差值运算；
所述输出电压补偿器1313用于对所述第一差值运算器1311的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值B；
所述参考电流计算器1315用于将所述输入电流参考值的幅值B与所述输入电压采样值Vs相乘，并除以所述输入电压采样值Vs的平方C，得到输入电流参考值Isref；
所述第二差值运算器1317用于将所述输入电流参考值Isref与所述输入电流采样值Is进行差值运算；
所述输入电流补偿器1319用于对所述第二差值运算器1317的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值Iscom。
其中，所述参考电流计算器1315包括增益运算器K、平方运算器X2、乘法器和除法器，所述增益运算器K用于对所述输入电压采样值Vs进行增益运算，得到所述输入电压采样值Vs的增益值A；所述平方运算器X2用于对所述输入电压采样值Vs进行平方运算，得到所述输入电压采样值Vs的平方C；所述乘法器用于计算所述输入电压采样值Vs的增益值A和所述输入电流参考值的幅值B的乘积；所述除法器用于将所述输入电压采样值Vs的增益值A和所述输入电流参考值的幅值B的乘积除以所述输入电压采样值Vs的平方C，得到所述输入电流参考值Isref。
所述发波模块133包括第一输出端1331和第二输出端1333，所述第一输出端1331用于输出所述第一脉宽调制信号D1’，所述第二输出端1333用于输出所述第二脉宽调制信号D2’；所述磁平衡控制模块135包括第一延时器1351和第二延时器1353；所述第一延时器1351与所述第一输出端1331连接，用于将所述第一脉宽调制信号D1’相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号D3’；所述第二延时器1353与所述第二输出端1333连接，用于将所述第二脉宽调制信号D2’相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号D4’。
可以理解，在本发明一个实施例中，所述第一输出端1331还可以用于输出所述第三脉宽调制信号D3’，所述第二输出端1333还可以用于输出所述第四脉宽调制信号D4’，所述第一延时器1351用于将所述第三脉宽调制信号D3’相移预设角度得到占空比相同的第一脉宽调制信号D1’，所述第二延时器1353用于将所述第四脉宽调制信号D4’相移预设角度得到占空比相同的第二脉宽调制信号D2’。
可以理解，所述第一延时器1351和第二延时器1353可以通过硬件电路实现，也可以通过软件模块实现。
可以理解，在本发明一个实施例中，所述多态开关110包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感T包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，或者相邻两个开关桥臂的驱动信号的载波之间相移360/N度。其中，N为大于或等于2的整数。
在本实施例中，通过将所述第一脉宽调制信号D1’作为驱动第一开关桥臂111的上开关管S1的第一驱动信号Drv1，将所述第二脉宽调制信号D2’作为驱动所述第一开关桥臂111的下开关管S2的第二驱动信号Drv2，并固定所述第一开关桥臂111的第一驱动信号Drv1和第二驱动信号Drv2的占空比不变，通过所述磁平衡控制模块135将所述第一驱动信号Drv1相移预设角度得到用于驱动所述第二开关桥臂113的上开关管S3的第三驱动信号Drv3，以及将所述第二驱动信号Drv2相移预设角度得到用于驱动所述第二开关桥臂113的下开关管S4的第四驱动信号Drv4，从而使得所述第一开关桥臂111的上开关管S1的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号占空比相同，以及使得所述第一开关桥臂111的下开关管S2的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的下开关管S4的驱动信号占空比相同，从而可以有效降低所述耦合电感T的第一绕组L1和第二绕组L2中的差模电流大小，保证所述耦合电感T的磁链平衡，降低耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
请参阅图8，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，应用于如图7-图8所示多态图腾PFC电路100中，以实现所述多态图腾PFC电路100的耦合电感T的磁平衡控制。所述方法包括如下步骤：
步骤S101：获取多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
步骤S102：将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的开关管交替导通；
步骤S103：将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号，所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的开关管交替导通。
在本发明一个实施例中，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，或者相邻两个开关桥臂的驱动信号的三角载波之间相移360/N度。其中，N为大于或等于2的整数。
可以理解，本实施例中所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法中各个步骤及其具体执行还可以参照图7-图8所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
请一并参阅图9和图10A，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾PFC电路200，其相对于图1所示的多态图腾PFC电路10，还包括磁平衡控制电路230，所述磁平衡控制电路230包括依次连接的反馈控制模块231、发波模块233及磁平衡控制模块235。
所述反馈控制模块231还与所述输入电源Vss的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路200的输入电压采样值Vs和输入电流采样值Is；所述反馈控制模块231还与所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路200的输出电压采样值Vo；所述反馈控制模块231还用于根据所述输入电压采样值Vs、输入电流采样值Is及输出电压采样值Vo，并结合输出电压参考值Vo_ref，计算输入电流补偿值Iscom。
所述发波模块233用于将所述输入电流补偿值Iscom作为调制波，生成第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’、第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’，所述第一脉宽调制信号D1’和第二脉宽调制信号D2’用于驱动所述第一开关桥臂111的上开关管S1和下开关管S2交替导通，所述第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’用于驱动所述第二开关桥臂113的上开关管S3和下开关管S4交替导通。
其中，所述第一脉宽调制信号D1’作为驱动第一开关桥臂111的上开关管S1的第一驱动信号Drv1，所述第二脉宽调制信号D2’作为驱动所述第一开关桥臂111的下开关管S2的第二驱动信号Drv2；所述第三脉宽调制信号D3’作为驱动第二开关桥臂113的上开关管S3的第三驱动信号Drv3，所述第四脉宽调制信号D4’作为驱动所述第二开关桥臂113的下开关管S4的第四驱动信号Drv4。
所述磁平衡控制模块235包括依次连接的差模电流补偿子模块2351、调节量计算子模块2353及占空比调节子模块2355。
所述差模电流补偿子模块2351还与所述第一绕组L1和第二绕组L2连接，用于获取所述第一绕组L1和第二绕组L2的差模电流采样值Id，并结合差模电流参考值Id_ref，计算差模电流补偿值Idcom。
所述调节量计算子模块2353还与所述反馈控制模块231连接，用于根据所述差模电流采样值Id的方向、所述输入电压采样值Vs的正负及所述差模电流补偿值Idcom，计算所述第一开关桥臂111中每个开关管的占空比调节量ΔD1、ΔD2和所述第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量ΔD3、ΔD4。其中，ΔD1为第一开关桥臂111的上开关管S1的占空比调节量，ΔD2为第一开关桥臂111的下开关管S2的占空比调节量，ΔD3为第二开关桥臂113的上开关管S3的占空比调节量，ΔD4第二开关桥臂113的下开关管S4的占空比调节量。
所述占空比调节子模块2355还与所述发波模块233、所述第一开关桥臂111和所述第二开关桥臂113连接，用于将所述占空比调节量ΔD1叠加到所述第一脉宽调制信号D1’上；将所述占空比调节量ΔD2叠加到所述第二脉宽调制信号D2’上，将所述占空比调节量ΔD3叠加到所述第三脉宽调制信号D3’上，将所述占空比调节量ΔD4叠加到所述第四脉宽调制信号D4’上。
所述反馈控制模块231包括依次连接的第一差值运算器2311、输出电压补偿器2313、参考电流计算器2315、第二差值运算器2317及输入电流补偿器2319；
所述第一差值运算器2311用于将所述输出电压采样值Vo与所述输出电压参考值Vo_ref进行差值运算；
所述输出电压补偿器2313用于对所述第一差值运算器2311的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值B；
所述参考电流计算器2315用于将所述输入电流参考值的幅值B与所述输入电压采样值Vs相乘，并除以所述输入电压采样值Vs的平方C，得到输入电流参考值Isref；
所述第二差值运算器2317用于将所述输入电流参考值Isref与所述输入电流采样值Is进行差值运算；
所述输入电流补偿器2319用于对所述第二差值运算器2317的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值Iscom。
其中，所述参考电流计算器2315结构与图7中所示参考电流计算器1315相同，具体可以参照图7所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
所述差模电流补偿子模块2351包括依次连接的第三差值运算器3511、第四差值运算器3513及差模电流控制器3515；
所述第三差值运算器3511用于将所述第一绕组L1上的第一电流I1和所述第二绕组L2上的第二电流I2进行差值运算得到差模电流采样值Id；
所述第四差值运算器3513用于将所述差模电流采样值Id与差模电流参考值Id_ref进行差值运算；
所述差模电流控制器3515用于对所述第四差值运算器3513的输出进行差模电流调节运算，得到差模电流补偿值Idcom。
所述调节量计算子模块2353包括符号判断单元3531、输入电压状态判断单元3533、真值表单元3535及乘法运算单元3537；
所述符号判断单元3531用于判断所述差模电流采样值Id的方向；
所述输入电压状态判断单元3533用于判断所述输入电压采样值Vs的正负；
所述真值表单元3535用于根据所述差模电流采样值Id的方向及所述输入电压采样值Vs的正负，确定所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态。其中，所述真值表单元3535包括1、2、3、4四个真值输出端，所述四个真值输出端的输出值分别用于指示开关管S1、S2、S3和S4的占空比调整状态，例如，输出1表示需要调整占空比，输出0表示无需调整占空比。
所述乘法运算单元3537用于将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值Idcom相乘，得到所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量。在本实施例中，所述乘法运算单元3537包括四个并联的乘法器，每一个乘法器的其中一个输入端均与所述差模电流补偿子模块2351的输出端连接，每一个乘法器的另一个输入端分别与所述真值表单元3535的一个真值输出端连接。
所述发波模块233包括2331、2332、2333、2334四个输出端，分别用于输出所述第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’、第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’。所述占空比调节子模块2355包括四个并联的加法器，每一个加法器的第一输入端分别与所述发波模块233的一个输出端连接，每一个加法器的第二输入端分别与一个所述乘法器的输出端连接，以将所述乘法运算单元3537计算得到的所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量ΔD1、ΔD2、ΔD3和ΔD4分别叠加至所述第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’、第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’上。
具体地，根据方程(5)可以推导出在输入电压采样值Vs处于正负半周，差模电流采样值Id的方向不同时需要调整占空比的开关管的关系真值表，如表一所示。所述真值表单元3535根据所述差模电流采样值Id的方向及所述输入电压采样值Vs的正负，通过查询表一中对应的关系，可以确定所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态，进而由所述乘法运算单元3537将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值Idcom相乘，得到所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量。
表一 需要调整占空比的开关管的关系真值表
Figure BDA0000896798760000321
其中，在输入电压正负判断(1/0)栏位下，0表示输入电压采样值Vs处于负半周，1表示采样值Vs处于正半周；在差模电流方向判断(1/0)栏位下，0表示差模电流采样值Id为负方向，1表示差模电流采样值Id为正方向(如图4中箭头所示方向)；在需要调整占空比的开关管栏位下，0表示无需调整对应子栏位开关管的占空比，1表示需要调整对应子栏位开关管的占空比。
以表一中输入电压采样值Vs处于负半周的情况为例，当差模电流采样值Id为负方向时，真值表输出状态为[1，0，0，0]，表示需要调整所述第一开关桥臂111的上开关管S1的占空比，通过将该真值表输出状态与所述差模电流补偿值Idcom相乘，即可得到所述第一开关桥臂111的上开关管S1对应的占空比调节量ΔD1，进而通过所述占空比调节子模块2355将所述占空比调节量ΔD1叠加至所述第一脉宽调制信号D1’上；当差模电流采样值Id为正方向时，真值表输出状态为[0，1，0，0]，表示需要调整所述第二开关桥臂113的上开关管S3的占空比，通过将该真值表输出状态与所述差模电流补偿值Idcom相乘，即可得到所述第二开关桥臂113的上开关管S3对应的占空比调节量ΔD3，，进而通过所述占空比调节子模块2355将所述占空比调节量ΔD3叠加至所述第三脉宽调制信号D3’上。
请图10B，在本发明一个实施例中，所述磁平衡控制电路230包括磁平衡控制模块235’，所述磁平衡控制模块235’与图10A所示磁平衡控制模块235的区别在于：所述磁平衡控制模块235’包括调节量计算子模块2353’和占空比调节子模块2355’，所述调节量计算子模块2353’包括乘法运算单元3537’，所述乘法运算单元3537’包括两个并联的乘法器，每一个乘法器的其中一个输入端均与所述差模电流补偿子模块2351的输出端连接，每一个乘法器的另一个输入端分别与所述真值表单元3535的一个真值输出端连接。
在本实施例中，所述真值表单元3535用于根据所述差模电流采样值Id的方向及所述输入电压采样值Vs的正负，确定所述第一开关桥臂111或第二开关桥臂113中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态。
所述占空比调节子模块2355’包括两个并联的加法器，每一个加法器的第一输入端分别与所述发波模块233的一个输出端连接，每一个加法器的第二输入端分别与一个所述乘法器的输出端连接，以将所述乘法运算单元3537计算得到的所述第一开关桥臂111中每个开关管的占空比调节量ΔD1、ΔD2分别叠加至所述第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’上，或者将所述乘法运算单元3537计算得到的所述第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量ΔD3、ΔD4分别叠加至所述第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’上。
请参阅图11，在本发明一个实施例中，所述磁平衡控制模块235包括差模电流补偿子模块2351’，所述差模电流补偿子模块2351’包括依次连接的第三差值运算器3511、差模电流控制器3515、第四差值运算器3513及增益运算器K；
所述第三差值运算器3511用于将所述第一绕组L1上的第一电流I1和所述第二绕组L2上的第二电流I2进行差值运算得到差模电流采样值Id；
所述差模电流控制器3515用于对所述差模电流采样值Id进行差模电流调节运算；
所述第四差值运算器3513用于将所述差模电流控制器3515的输出与差模电流参考值Id_ref进行差值运算；
所述增益运算器K用于对所述第四差值运算器3513的输出进行增益运算，得到差模电流补偿值Idcom。
可以理解，所述差模电流采样值Id可以通过采样所述耦合电感T的第一绕组L1上的第一电流I1、第二绕组L2上的第二电流I2和总的输入电流Is中的两个或三个，用(I1-I2)或者(I2-I1)，也可以通过
Figure BDA0000896798760000342
或者
Figure BDA0000896798760000341
Figure BDA0000896798760000343
也可以是或者
Figure BDA0000896798760000345
计算得到。
在图9-图11所示实施例中，通过固定所述第一开关桥臂111的开关管的占空比不变，计算所述第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量ΔD3、ΔD4，进而将所述占空比调节量ΔD3、ΔD4分别叠加到所述第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’上；或者固定所述第二开关桥臂113的开关管的占空比不变，通过计算所述第一开关桥臂111中每个开关管的占空比调节量ΔD1、ΔD2，进而将所述占空比调节量ΔD1、ΔD2分别叠加到所述第一脉宽调制信号D1’和第二脉宽调制信号D2’上；或者计算所述第一开关桥臂111中每个开关管的占空比调节量ΔD1、ΔD2及所述第二开关桥臂113中每个开关管的占空比调节量ΔD3、ΔD4，进而将所述占空比调节量D1、ΔD2、ΔD3、ΔD4分别叠加到所述第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’、第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’上，从而有效缩减所述第一开关桥臂111的上开关管S1的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号占空比之间的差距，以及缩减所述第一开关桥臂111的下开关管S2的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的下开关管S4的驱动信号占空比之间的差距，进而有效降低所述耦合电感T的第一绕组L1和第二绕组L2中的差模电流大小，保证所述耦合电感T具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
请参阅图12，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，应用于如图9-图11所示的多态图腾PFC电路200中，以实现所述多态图腾PFC电路200的耦合电感T的磁平衡控制。所述方法包括如下步骤：
步骤S201：获取多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
步骤S202：将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的开关管交替导通，所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的开关管交替导通；
步骤S203：获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算差模电流补偿值；
步骤S204：根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量；
步骤S205：将所述第一开关桥臂的每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号上，或/和将所述第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号上。
在本发明一个实施例中，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，并通过差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算，并将所述差模电流调节运算的结果与差模电流参考值进行差值运算，进一步通过增益运算得到差模电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量，包括：
判断所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负；
根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负查询预设真值表，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
可以理解，本实施例中所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法中各个步骤及其具体执行还可以参照图9-图11所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
请一并参阅图13和图14，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾PFC电路300，其相对于图1所示的多态图腾PFC电路10，还包括磁平衡控制电路330，所述磁平衡控制电路330包括反馈控制模块331、调制波生成模块332、发波模块333及磁平衡控制模块335，所述反馈控制模块331和磁平衡控制模块335通过所述调制波生成模块332与所述发波模块333连接；
所述反馈控制模块331还与所述输入电源Vss的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路300的输入电压采样值Vs和输入电流采样值Is；所述反馈控制模块331还与所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路300输出电压采样值Vo；所述反馈控制模块331还用于根据所述输入电压采样值Vs、输入电流采样值Is及输出电压采样值Vo，并结合输出电压参考值Vo_ref，计算输入电流补偿值Iscom；
所述磁平衡控制模块335还与所述第一绕组L1和第二绕组L2连接，用于获取所述第一绕组L1和第二绕组L2的差模电流采样值Id，并结合差模电流参考值Id_ref，计算差模电流补偿值Idcom；
所述调制波生成模块332用于将所述差模电流补偿值Idcom叠加到所述输入电流补偿值Iscom上，生成调制波m；
所述发波模块333还与所述第一开关桥臂111和所述第二开关桥臂113连接，用于根据所述调制波m生成第一脉宽调制信号D1’、第二脉宽调制信号D2’、第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’，所述第一脉宽调制信号D1’和第二脉宽调制信号D2’用于驱动所述第一开关桥臂111的上开关管S1和下开关管S2交替导通，所述第三脉宽调制信号D3’和第四脉宽调制信号D4’用于驱动所述第二开关桥臂113的上开关管S3和下开关管S4交替导通。
其中，所述第一脉宽调制信号D1’作为驱动第一开关桥臂111的上开关管S1的第一驱动信号Drv1，所述第二脉宽调制信号D2’作为驱动所述第一开关桥臂111的下开关管S2的第二驱动信号Drv2；所述第三脉宽调制信号D3’作为驱动第二开关桥臂113的上开关管S3的第三驱动信号Drv3，所述第四脉宽调制信号D4’作为驱动所述第二开关桥臂113的下开关管S4的第四驱动信号Drv4。
所述反馈控制模块331包括依次连接的第一差值运算器3311、输出电压补偿器3313、参考电流计算器3315、第二差值运算器3317及输入电流补偿器3319；
所述第一差值运算器3311用于将所述输出电压采样值Vo与所述输出电压参考值Vo_ref进行差值运算；
所述输出电压补偿器3313用于对所述第一差值运算器3311的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值B；
所述参考电流计算器3315用于将所述输入电流参考值的幅值B与所述输入电压采样值Vs相乘，并除以所述输入电压采样值Vs的平方C，得到输入电流参考值Isref；
所述第二差值运算器3317用于将所述输入电流参考值Isref与所述输入电流采样值Is进行差值运算；
所述输入电流补偿器3319用于对所述第二差值运算器1317的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值Iscom。
其中，所述参考电流计算器3315结构与图7中所示参考电流计算器1315相同，具体可以参照图7所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
其中，所述磁平衡控制模块335可以为图10A和图10B中所示的差模电流补偿子模块2351，其具体结构可以参照为图10A和图10B所示实施例中的描述，此处不再赘述；或者所述磁平衡控制模块335还可以为图11中所示的差模电流补偿子模块2351’，其具体结构可以参照为图11所示实施例中的描述，此处不再赘述。
在本实施例中，通过获取所述第一绕组L1和第二绕组L2的差模电流采样值Id，并结合差模电流参考值Id_ref，计算得到差模电流补偿值Idcom，进而将所述差模电流补偿值Idcom叠加到所述输入电流补偿值Iscom上作为调制波m，以实现根据差模电流采样值Id的变化改变调制波m，从而通过调制波m的变化来调节所述第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的每个开关管的占空比，以缩减所述第一开关桥臂111的上开关管S1的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的上开关管S3的驱动信号占空比之间的差距，以及缩减所述第一开关桥臂111的下开关管S2的驱动信号占空比与所述第二开关桥臂113的下开关管S4的驱动信号占空比之间的差距，进而有效降低所述耦合电感T的第一绕组L1和第二绕组L2中的差模电流大小，保证所述耦合电感T具有较好的磁链平衡，降低所述耦合电感的磁芯损耗，提升所述多态图腾PFC电路的效率。
请参阅图15，在本发明一个实施例中，提供一种多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法，应用于如图13-图14所示的多态图腾PFC电路300中，以实现所述多态图腾PFC电路300的耦合电感T的磁平衡控制。所述方法包括如下步骤：
步骤S301：获取多态图腾PFC电路的输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
步骤S302：获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算差模电流补偿值；
步骤S303：将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上，生成调制波；
步骤S304：根据所述调制波生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的开关管交替导通，所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的开关管交替导通。
在本发明一个实施例中，所述计算输入电流补偿值，包括：
将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算，并通过输出电压补偿运算得到输入电流参考值的幅值；
将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算，并通过输入电流补偿运算得到输入电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算，并通过差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
在本发明一个实施例中，所述计算差模电流补偿值，包括：
将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算，并将所述差模电流调节运算的结果与差模电流参考值进行差值运算，进一步通过增益运算得到差模电流补偿值。
可以理解，本实施例中所述多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法中各个步骤及其具体执行还可以参照图13-图14所示实施例中的相关描述，此处不再赘述。
请参阅图16A-图16E，图16A-图16E是应用本发明实施例提供的耦合电感磁平衡控制方法的PFC电路的结构示意图。其中，图16A为四态图腾PFC电路；图16B为三态单相三电平PFC电路；图16C为三态boost PFC电路；图16D为三态中点钳位PFC电路；图16E为三态双boost PFC电路。图16A-图16E所示的PFC电路均可以应用本发明实施例提供的耦合电感磁平衡控制方法来对耦合电感进行磁平衡控制，从而减小耦合电感中的直流偏置，提高耦合电感的磁平衡，尽量避免磁芯饱和，进而PFC电路的效率和功率密度。
可以理解，所述耦合电感磁平衡控制方法并不限于应用于本发明实施例所揭露的PFC电路结构中，只要电路结构中包括多态开关，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂和耦合电感，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，则该电路结构即可应用本发明实施例所述的耦合电感磁平衡控制方法对所述多态开关中的耦合电感进行磁平衡控制。其中，N为大于或等于2的整数。
请参阅图17A和图17B，图17A-图17B是本发明实施例提供的多态图腾PFC电路的耦合电感磁平衡控制方法的仿真波形示意图。
在本发明一个实施例中，设定仿真工作条件为输入电压220V，输出电压400V，输出功率1000W，分别对图1所示多态图腾PFC电路100的前后桥臂(即第一开关桥臂111和第二开关桥臂113)的开关管驱动信号的死区时间相等、占空比相等，死区时间不等、占空比不等，以及死区时间不等、占空比不等并采用图8、图12或图15所示实施例的耦合电感磁平衡控制方法进行磁平衡控制的三种仿真条件进行仿真对比分析。
图17A所示为三种仿真条件下多态图腾PFC电路100的输出电压Vo和输入电流Iin的波形对比示意图。其中，Vo1、Iin1分别为前后桥臂死区时间相等、占空比相等时的输出电压波形和输入电流波形；Vo2、Iin2分别为前后桥臂死区时间不等、占空比不等时的输出电压波形和输入电流波形；Vo3、Iin3分别为前后桥臂死区时间不等、占空比不等并采用图8、图12或图15所示实施例的耦合电感磁平衡控制方法进行磁平衡控制后的输出电压波形和输入电流波形。图中Iin1(Iin2)、Vo1(Vo2)表示两条波形相互重叠。由于差模电流Id只在耦合电感T的两个绕组L1、L2之间及第一开关桥臂111和第二开关桥臂113的开关管中流动，不会流到输入电感Lin上，因此有没有加耦合电感磁平衡控制并不会影多态图腾PFC电路100的输出电压和输入电流的控制，从图17A中可以看出在三种仿真条件下输出电压Vo和输入电流Iin的偏差较小，与理论分析结果吻合。
图17B所示为三种仿真条件下耦合电感磁芯的磁感应强度以及耦合电感绕组电流的波形对比示意图。其中，B1为保持前后桥臂驱动信号的死区时间相等(本实施例中为30ns)，前后桥臂的驱动信号相移半个开关周期时的磁感应强度波形(约为-0.1T)，I11和I21分别为与B1对应的第一绕组L1和第二绕组L2中的电流波形；B2为前后桥臂驱动信号的死区时间不等(本实施例中相差40ns)时的磁感应强度波形(约为-1.5T)，I21和I22分别为与B2对应的第一绕组L1和第二绕组L2中的电流波形；B3为前后桥臂驱动信号的死区时间不等并采用图12或图15所示实施例的耦合电感磁平衡控制方法进行磁平衡控制后的磁感应强度波形(约为0.5T)，I31和I32分别为与B3对应的第一绕组L1和第二绕组L2中的电流波形。
从图17B可以看出，当前后桥臂驱动信号的死区时间不等时，第一绕组L1和第二绕组L2中的电流中存在一定的直流偏置，而此时耦合电感磁芯的磁感应强度-1.5T已经远远超出软磁材料磁芯的最大磁感应强度，在这种情况下，由于前后桥臂死区时间的不等，导致前后桥臂驱动信号的占空比不同，从而导致耦合电感的绕组中存在一定的直流偏置，直流偏置会引起磁偏置，使得耦合电感的磁芯容易进入磁饱和状态，进而损坏耦合电感和开关管。
当前后桥臂驱动信号的死区时间不等时，通过采用图8所示实施例的耦合电感磁平衡控制方法对耦合电感进行磁平衡控制，即可得到与图17B中所示保持前后桥臂驱动信号的死区时间相等，前后桥臂的驱动信号相移半个开关周期时相同的磁感应强度波形和绕组电流波形。
当前后桥臂驱动信号的死区时间不等时，通过采用图12或图15所示实施例的耦合电感磁平衡控制方可以将前后桥臂驱动信号的死区时间不等时的磁感应强度从-1.5T调节至0.5T左右，即可以有效控制耦合电感绕组中的直流偏置，减小耦合电感磁芯的磁偏，防止耦合电感磁芯出现磁饱和。其中，磁感应强度的正负与正方向的定义有关，此处不作限制。
以上所揭露的仅为本发明的优选实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (15)

1.一种多态图腾功率因数校正PFC电路，其特征在于，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；
所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接；
所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；
所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；
所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；
所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；
所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括依次连接的反馈控制模块、发波模块及磁平衡控制模块；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；
所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路输出电压采样值；
所述反馈控制模块还用于根据所述输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
所述发波模块还与所述第一开关桥臂连接，用于将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
所述磁平衡控制模块还与所述第二开关桥臂连接，用于将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号，并将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号，所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；
其中，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
2.如权利要求1所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，
所述发波模块包括第一输出端和第二输出端，所述第一输出端用于输出所述第一脉宽调制信号，所述第二输出端用于输出所述第二脉宽调制信号；
所述磁平衡控制模块包括第一延时器和第二延时器；所述第一延时器与所述第一输出端连接，用于将所述第一脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第三脉宽调制信号；所述第二延时器与所述第二输出端连接，用于将所述第二脉宽调制信号相移预设角度得到占空比相同的第四脉宽调制信号。
3.如权利要求1所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
4.如权利要求2所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述多态开关包括相互并联的N个开关桥臂，所述耦合电感包括相互耦合的N个绕组，所述N个绕组分别与所述N个开关桥臂一一对应连接，相邻两个开关桥臂的驱动信号之间相移360/N度，其中，N为大于或等于2的整数。
5.一种多态图腾PFC电路，其特征在于，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；
所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接；
所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；
所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；
所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；
所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；
所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括依次连接的反馈控制模块、发波模块及磁平衡控制模块；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；
所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输出电压采样值；
所述反馈控制模块还用于根据所述输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
所述发波模块用于将所述输入电流补偿值作为调制波，生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号；
所述磁平衡控制模块包括依次连接的差模电流补偿子模块、调节量计算子模块及占空比调节子模块；
所述差模电流补偿子模块还与所述第一绕组和第二绕组连接，用于获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算差模电流补偿值；
所述调节量计算子模块还与所述反馈控制模块连接，用于根据所述差模电流采样值的方向、所述输入电压采样值的正负及所述差模电流补偿值，计算所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量；
所述占空比调节子模块还与所述发波模块、所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂连接，用于将所述第一开关桥臂的每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号上，以驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通；或/和将所述第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量分别叠加到所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号上，以驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
6.如权利要求5所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
7.如权利要求5或6所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述差模电流补偿子模块包括依次连接的第三差值运算器、第四差值运算器及差模电流控制器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算；
所述差模电流控制器用于对所述第四差值运算器的输出进行差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
8.如权利要求5或6所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述差模电流补偿子模块包括依次连接的第三差值运算器、差模电流控制器、第四差值运算器及增益运算器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述差模电流控制器用于对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流控制器的输出与差模电流参考值进行差值运算；
所述增益运算器用于对所述第四差值运算器的输出进行增益运算，得到差模电流补偿值。
9.如权利要求5至6任一所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述调节量计算子模块包括符号判断单元、输入电压状态判断单元、真值表单元及乘法运算单元；
所述符号判断单元用于判断所述差模电流采样值的方向；
所述输入电压状态判断单元用于判断所述输入电压采样值的正负；
所述真值表单元用于根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
所述乘法运算单元用于将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
10.如权利要求7所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述调节量计算子模块包括符号判断单元、输入电压状态判断单元、真值表单元及乘法运算单元；
所述符号判断单元用于判断所述差模电流采样值的方向；
所述输入电压状态判断单元用于判断所述输入电压采样值的正负；
所述真值表单元用于根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
所述乘法运算单元用于将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
11.如权利要求9所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述调节量计算子模块包括符号判断单元、输入电压状态判断单元、真值表单元及乘法运算单元；
所述符号判断单元用于判断所述差模电流采样值的方向；
所述输入电压状态判断单元用于判断所述输入电压采样值的正负；
所述真值表单元用于根据所述差模电流采样值的方向及所述输入电压采样值的正负，确定所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中需要调整占空比的开关管的真值表输出状态；
所述乘法运算单元用于将所述真值表输出状态与所述差模电流补偿值相乘，得到所述第一开关桥臂或/和第二开关桥臂中每个开关管的占空比调节量。
12.一种多态图腾PFC电路，其特征在于，包括输入电源、整流电感、多态开关、第一整流二极管和第二整流二极管；
所述整流电感的一端与所述输入电源的一端连接；
所述多态开关包括耦合电感及相互并联的至少第一开关桥臂和第二开关桥臂；所述耦合电感包括相互耦合的至少第一绕组和第二绕组；所述第一开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管之间存在第一节点；所述第二开关桥臂包括相互串联的上开关管和下开关管，其中，所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管之间的存在第二节点；
所述整流电感的另一端与所述第一绕组和第二绕组的一端连接；所述第一绕组的另一端与所述第一节点连接，所述第二绕组的另一端与所述第二节点连接；
所述第一整流二极管的正极与所述输入电源的另一端连接，所述第一整流二极管的负极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的一端连接；所述第二整流二极管的正极与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的另一端连接，所述第二整流二极管的负极与所述输入电源的另一端连接；
所述多态图腾PFC电路还包括磁平衡控制电路，所述磁平衡控制电路包括反馈控制模块、磁平衡控制模块、调制波生成模块及发波模块，所述反馈控制模块和磁平衡控制模块通过所述调制波生成模块与所述发波模块连接；
所述反馈控制模块还与所述输入电源的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输入电压采样值和输入电流采样值；所述反馈控制模块还与所述第一开关桥臂和第二开关桥臂的两端连接，用于获取所述多态图腾PFC电路的输出电压采样值；所述反馈控制模块还用于根据所述输入电压采样值、输入电流采样值及输出电压采样值，并结合输出电压参考值，计算输入电流补偿值；
所述磁平衡控制模块还与所述第一绕组和第二绕组连接，用于获取所述第一绕组和第二绕组的差模电流采样值，并结合差模电流参考值，计算差模电流补偿值；
所述调制波生成模块用于将所述差模电流补偿值叠加到所述输入电流补偿值上，生成调制波；
所述发波模块还与所述第一开关桥臂和所述第二开关桥臂连接，用于根据所述调制波生成第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号、第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号用于驱动所述第一开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通，所述第三脉宽调制信号和第四脉宽调制信号用于驱动所述第二开关桥臂的上开关管和下开关管交替导通。
13.如权利要求12所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述反馈控制模块包括依次连接的第一差值运算器、输出电压补偿器、参考电流计算器、第二差值运算器及输入电流补偿器；
所述第一差值运算器用于将所述输出电压采样值与所述输出电压参考值进行差值运算；
所述输出电压补偿器用于对所述第一差值运算器的输出进行输出电压补偿运算，得到输入电流参考值的幅值；
所述参考电流计算器用于将所述输入电流参考值的幅值与所述输入电压采样值相乘，并除以所述输入电压采样值的平方，得到输入电流参考值；
所述第二差值运算器用于将所述输入电流参考值与所述输入电流采样值进行差值运算；
所述输入电流补偿器用于对所述第二差值运算器的输出进行输入电流补偿运算，得到输入电流补偿值。
14.如权利要求12或13所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述磁平衡控制模块包括依次连接的第三差值运算器、第四差值运算器及差模电流控制器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流采样值与差模电流参考值进行差值运算；
所述差模电流控制器用于对所述第四差值运算器的输出进行差模电流调节运算，得到差模电流补偿值。
15.如权利要求12或13所述的多态图腾PFC电路，其特征在于，所述磁平衡控制模块包括依次连接的第三差值运算器、差模电流控制器、第四差值运算器及增益运算器；
所述第三差值运算器用于将所述第一绕组上的第一电流和所述第二绕组上的第二电流进行差值运算得到差模电流采样值；
所述差模电流控制器用于对所述差模电流采样值进行差模电流调节运算；
所述第四差值运算器用于将所述差模电流控制器的输出与差模电流参考值进行差值运算；
所述增益运算器用于对所述第四差值运算器的输出进行增益运算，得到差模电流补偿值。
CN201511026504.1A 2015-12-30 2015-12-30 多态图腾pfc电路 Active CN106936306B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201511026504.1A CN106936306B (zh) 2015-12-30 2015-12-30 多态图腾pfc电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201511026504.1A CN106936306B (zh) 2015-12-30 2015-12-30 多态图腾pfc电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106936306A CN106936306A (zh) 2017-07-07
CN106936306B true CN106936306B (zh) 2020-02-21

Family

ID=59441202

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201511026504.1A Active CN106936306B (zh) 2015-12-30 2015-12-30 多态图腾pfc电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106936306B (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109286329A (zh) * 2017-07-22 2019-01-29 中兴通讯股份有限公司 一种用于三相电的整流电路装置及实现方法
CN109995229B (zh) * 2018-01-02 2021-06-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 Pfc电路
CN109450242A (zh) * 2018-09-13 2019-03-08 研奥电气股份有限公司深圳研发中心 单相极间电感交错并联功率因数校正电路
CN113472176B (zh) 2020-03-30 2023-03-14 台达电子工业股份有限公司 功率转换***
CN113206605B (zh) * 2021-04-12 2023-09-19 三峡大学 单相t型交错并联结构的三电平整流充电器
CN117411307B (zh) * 2023-10-23 2024-05-24 哈尔滨工业大学 适用于宽中频交直流电源***的单级无桥pfc变换器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101621247A (zh) * 2009-07-23 2010-01-06 艾默生网络能源有限公司 一种功率因数校正电路
CN101860192A (zh) * 2010-03-30 2010-10-13 艾默生网络能源有限公司 一种三态三电平pfc电路及多态三电平pfc电路
CN104852567A (zh) * 2015-05-20 2015-08-19 常州信息职业技术学院 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101621247A (zh) * 2009-07-23 2010-01-06 艾默生网络能源有限公司 一种功率因数校正电路
CN101860192A (zh) * 2010-03-30 2010-10-13 艾默生网络能源有限公司 一种三态三电平pfc电路及多态三电平pfc电路
CN104852567A (zh) * 2015-05-20 2015-08-19 常州信息职业技术学院 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Boost-PFC电路拓扑和数字控制的研究;杨潮晖;《中国优秀硕士学位论文全文数据 工程科技II辑》;20110515(第05期);第13-26页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN106936306A (zh) 2017-07-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106936306B (zh) 多态图腾pfc电路
US8279647B2 (en) Universal three phase controllers for power converters
CN110945771B (zh) Dc/dc转换器
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
CN110149053B (zh) 三端口隔离dc/dc式变换器暂态直流偏置的抑制方法
CN113422502B (zh) 三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法
CN113300602A (zh) 一种新型交错并联buck变换器及其纹波消除方法
CN110492763B (zh) 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
Syu et al. High efficiency and low input current distortion Totem-Pole Bridgeless PFC
Tumbelaka et al. A grid current-controlling shunt active power filter
CN115954924A (zh) 一种多端口柔性合环开关及其控制方法
JP2000262070A (ja) 電力変換装置
Zahira et al. SPWM technique for reducing harmonics in three-phase non-linear load
TWI759932B (zh) 交錯式三相y-三角接電源轉換器
CN111431417B (zh) 一种宽输入范围的双向隔离dcdc变换器
CN211377892U (zh) 一种供电设备及其功率因数修正电路
CN210518110U (zh) 基于Buck电路级联的多电平校正磁铁电源
CN112054696A (zh) 基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置
Townsend et al. Novel phase shifted carrier modulation for a cascaded h-bridge multi-level statcom
CN114221556B (zh) 交直流混联多端口电能路由器及其控制方法
Xu et al. A switching-state equivalent gain method for the design of dual-transformer wide gain range LLC resonant converter
CN111953213B (zh) 级联h桥固态变压器的均功率控制方法
Yazdanian et al. A novel control strategy for power factor corrections based on predictive algorithm
US20240162831A1 (en) Flying capacitor multi-level rectifier and control method thereof
JP2018078757A (ja) 変調方法、及び、この変調方法を用いた回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant