CN106803723A - 一种高效率2kw通讯电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种高效率2KW通讯电源，包括前级PFC电路和后级LLC谐振变换器，所述前级PFC电路与后级LLC谐振变换器相连接，前级PFC电路包括二极管D1、电感L1、电源u和二极管VD，二极管D1的阳极连接二极管D3的阴极和电源u，二极管D2的阳极连接二极管D4的阴极和电源u的另一端，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极和电感L。本发明高效率2KW通讯电源所用开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元件；开关管寄生电容不参与谐振，其影响可以忽略；输出滤波电容Co选取值足够大，故输出电压纹波很小，可近似认为是直流电压。

Description

一种高效率2KW通讯电源
技术领域
本发明涉及一种电源，具体是一种高效率2KW通讯电源。
背景技术
在电力电子技术中，从电网获取交流电经整流得到直流电是电力电子技术中最常
用的一种变流方案，大电容的存在是为了得细低纹波的输出电压，但是只有当输入电压大于输出直流电压的瞬间，整流二极管才会导通.因此整流二极管的导通角小于180度,输入电流并不是和输入电压同频率的严格的正弦波，而是发生了严重的崎变。这种崎变了的尖峰脉冲状电流除了含有工频基波外，还含有各种离次谐波，会对电网造成严重的谐波“污染”电流波形的畸变被认为是一种“电力公害”，其危害主要表现在下几个方面。
（1）由于电网存在阻抗，谐波电流流过线路会产生畸变，因此负载端的电压也会产生畸变，干扰其它电气设备。
（2）使无功补偿电容器等因过流过压而损坏，增加电网产生谐振的可能，如果缺少安全措施，会损坏电力电容器或其它供用电设备。
（3）因为自身设计的原因，常规的计量装置都是在50HZ标准正弦波情况下设计的。当谐被存在时，会降低计量准确度，导致结果失真。
（4）高次谐波噪声会与邻近线路的通讯设备通过磁场、电场賴合等相互影响，对人们的日常通讯造成不便。
（5）因为Ｈ相电流中的Ｈ次谐波在中线中是同相位的，在Ｈ相四线制中，可能导致流过中线的电流增大，使中线发热或着火。使无功补偿电容器等因过流过压而损坏，增加电网产生谐振的可能，如果缺少安全措施，会损坏电力电容器或其它供用电设备。
为提高线性稳压器电源的效率,适应现代电子设备多功能和小型化,开关电源电路应运而生。但开关电源的电路结构使得电网的功率因数下降(只有0.65左右),同时又使输电线上损耗增加,浪费了大量电能。为此,在开关电源输入级***功率因数校正网络,以利于提高电网质量。
有源功率因数校正电路中引入了有源器件，应用电流反馈使电压、电流波形近似，是抑制谐波最有效的方法。
作为最清洁的二次能源，电能为人民的生活及社会经济发展提供最基本的生活及生产资料，国际上已将电能的一次能源转转换率及占终端能源消费的比重作为重要标准来衡量一个国家经济、科技、文化的发展水平。目前，我国电能的一次能源转换率已接近45%，与发达国家水平接近，但我国的电能利用效率却仍落后发达国家 20 年，低下的电能利用率最终导致我国严重的“电荒现象”，提高电能利用率已是迫在眉睫。
据不完全统计，超过 40%的电能是通过二次转换后才接入用电设备中的，而在电能转换过程中，效率每提高 1%，那么全国每年就能节省 25 亿千瓦的电能。传统的线性变换方式使用功率三极管进行电能变换，通过调整三极两端电压对输出电压进行稳定，在工作过程中虽然 EMI 较小，但三极管一直处于放大状态，电路损耗较大;受工频隔离变压器的影响，该类型的变换器体积很大。
与线性电能变换方式不同，应用电力电子技术的电能变换器，其电路中的半导体器件工作于开通和关断状态，因此功率管导通损耗显著减小，变换器效率大幅增加，此外，通过提高工作频率，变换器的体积得到了有效控制，根据法拉第定律可以得知，相同功率下，磁性元器件的体积与开关频率成反比，因此，随着功率半导体器件技术的发展，开关电源技术的工作频率也由原来的几十kHz逐渐提高到几百kHz。但是随着开关频率的不断提高，开关电源技术又面临着新的技术问题。首先，由于频率的提高，原本在总能量损耗中不占主要份额的开关损耗变得不可忽视，该损耗还会随着频率的升高而不断增大，大大降低了整个***的效率。同时，由于开关损耗的增大，***所需的散热元件体积也不断增加，因此整个***的体积与重量也受到了较大的限制。另一方面，随着频率的升高，在开关开通关断瞬间的 di/dt 和 dv/dt 也会随之升高，这就会大大增加***的 EMI，限制了开关电源在对 EMI 要求较高的场合的应用。
软开关技术正是为解决以上提到的问题而发展出来的，该技术的核心思想是减少开关转换时的电压电流交叠区以达到减少开关损耗的目的[8]。
电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。LLC谐振变换器无疑是集高频化、软开关、高效率于一身，可以实现模块化、数字化、低压大电流直流电源设备。谐振变换器由于其能实现软开关，有效地减小了开关损耗，使得频率能进一步提高，电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。LLC谐振变换器无疑是集高频化、软开关、高效率于一身，可以实现模块化、数字化、低压大电流直流电源设备。谐振变换器由于其能实现软开关，有效地减小了开关损耗，使得频率能进一步提高。
以开关方式工作的电力半导体器件是现代电力电子技术的基础和核心，器件特性的每一步新发展都带动变换电路技术的相应突破。电力电子器件的发展经历了几个发展阶段：从 1958 年第一个晶闸管的问世带来电力电子学的革命，到可控关断电力电子器件的迅速发展，再到 70 年代中期，自身兼有开通和关断功能的全控器件可关断晶闸管 GTO、大功率晶体管 GTR、功率场效应管 Power MOSFET、绝缘栅功率晶体管 IGBT、MOS控制晶闸管的出现再到80年代 MOS 型绝缘栅双极性型晶体IGBT和功率场效应晶体管 Power MOSFET以及功率集成电路 PIC 和智能模块 IPM 的相继出现，以及随后对功率管材料(如碳化硅材料等)的不断改进，电力电子器件每上一个台阶都带动着电力电子技术上一个新的阶段，在电力电子技术中电力半导体器件起着举足轻重的作用。
随着人们对减少电网的谐波污染要求的越来越高，开关电源中采用功率因数校正(PFC)成为必须，“绿色电源”的研制也成为人们研究的热点。功率因数校正技术主要集中在减小谐波电流对电网的污染和提高效率两个方面。PFC技术主要分为有源 PFC 技术和无源PFC 技术两大类，研究的重点在于改进控制方案，提高功率因数以及优化设计输入滤波器，减小开关次谐波对输入功率因数的影响。
有源功率因数校正电路中引入了有源器件，应用电流反馈使电压、电流波形近似，是抑制谐波最有效的方法。这种方法虽然引入了控制回路，电路相对复杂；但平均无故障时间减少，功率因数较高，输出电压稳定。PFC根据电路结构可分为单级PFC与两级PFC两种类型。
谐振型开关变换器是伴随着电力电子技术的发展趋势产生的。硬开关方式的效率会随着开关频率的提高而降低,解决该问题变得非常重要。80年代初期,谐振变换器得到了快速的发展。作为一种软开关电路,谐振变换器能有效的解决高频率时的低效率问题,得到了国外的研究者关注和重视。
最先得到发展是串联谐振变换器[14]。这一时间的研究成果非常突出,优秀的论文非常多。在研究初期,一些学者给出了谐振变换器的拓扑结构,稳定分析方法、小信号分析、控制方法和设计方法
随后一些学者开始关注另一种拓扑结构并联谐振变换器,研究了的拓扑结构稳态分析方法、小信号模型、控制方法,也给了一些设计方法。经过多年的研究,研究者己充分掌握和的工作特性,在对和进行变频控制时,它们都有比较突出的缺点。是空载不可调,轻载对频率不敏感是谐振环路内的能量比较大,对变换器的效率有很大影响,另外,在输入电压较高时,开关损耗较大。一些研究者都想结合二者的优点,回避二者的缺点,想找到一种更优秀的拓扑结构。
90年代左右,研究者提出多种谐振拓扑结构,都是多谐振电路谐振网络不再是仅有构成的,有的是三阶的,也有四阶的,甚至更高阶的。最受研究者关注是谐振变换器。在年初期,进入了一个新的研究高潮。研究者对谐振变换器,进行深入的研究。同样作为三阶的谐振变换器却没有得到充分重视,其原因如下一方面,年代分布式电源***的概念还没有被提出来,对于输入电压的变化问题没有足够关注另一方面,谐振变换器在很窄的频率范围内能实现负载从满载到空载的调节,并能够实现软开关技术,保证了谐振变换器的效率。
2000年之后,分布式电源***得到了广泛重视,输入电压在短时间内丢失时,仍能保证负载的正常工作,研究者开始重新研究谐振变换器，
03年之后,谐振变换器成为国内研究的热点。LLC谐振变换器比传统的谐振变换器拓扑结构更为复杂,理论研究的难度增大。研究的热点主要集中在以下几个方面
LLC谐振变换器拓扑结构的研究,怎样合理选择参数,获得更优的工作性能建立能够更容易理解和掌握,并能直接应用于补偿器设计的小信号模型实现更高的频率,进而提高功率密度,缩小变换器的体积[21,22]。谐振变换器能在输入电压和负载变化范围都很大的情况下,有良好的电压调节特性。另外,谐振变换器中的管可实现,二极管可实现。正是因为谐振变换器具有这些特点,可在分布电源***中得到广泛应用。谐振变换器是一种符合电源发展方向的拓扑结构,具有很强的研究价值[23,24]。
早在上个世纪七八十年代就有学者提出LLC谐振开关变换器的拓扑结构的雏形，近些年来，由于LLC谐振变换器软开关、高效率等诸多优点越来越受到人们的喜爱。
在2001年Delta公司对该LLC变换器申请了专利；
2003年弗吉尼亚理工大学的杨波博士在其博士论文及所发表的文献中详细***的阐述了半桥式LLC谐振变换器的设计、过载保护等问题；
国内浙江大学对于半桥式和全桥式LLC和三电平LLC谐振开关变换器的参数优化设计等问题作了大量的工作；
南京航空航天大学对桥式LLC谐振开关变换器的优化和三电平LLC谐振开关变换器的控制策略的设计以及磁集成技术的研究等方面做了很多工作；
在《三电平直流变换器及其软开关技术》中阮新波教授通过研究指出，三电平LLC谐振开关变换器适合高电压、宽范围输入电压场合，具有非常广阔的应用前景。
另外，Delta、Astec、Tyco、Liteon等电源公司都在从事着LLC谐振变换器产品的研发工作，已经有部分电源产品出厂。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高效率2KW通讯电源，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种高效率2KW通讯电源，包括前级PFC电路和后级LLC谐振变换器，所述前级PFC电路与后级LLC谐振变换器相连接，前级PFC电路包括二极管D1、电感L1、电源u和二极管VD，二极管D1的阳极连接二极管D3的阴极和电源u，二极管D2的阳极连接二极管D4的阴极和电源u的另一端，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极和电感L，电感L的另一端连接MOS管等S的漏极和二极管VD的阳极，二极管VD的阴极连接电容C1、电位器R1和负载，电容C1的另一端连接电位器R1的另一端、MOS管S的源极、二极管D3的阳极、二极管D4的样子和负载的另一端，MOS管S的栅极连接电容C3、PWM控制器的输出端、比较器U2的输出端和乘法器的一个输入端，乘法器的输出端连接比较器U1的正向输入端，电位器RP1的滑动端连接电容C3的另一端和比较器U2的反向输入端，比较器U1的输出端连接PWM控制器的一个输入端。
作为本发明的优选方案：所述后级LLC谐振变换器包括开关网络、谐振网络和滤波网络，开关网络连接谐振网络，谐振网络连接滤波网络。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明高效率2KW通讯电源所用开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元件；开关管寄生电容不参与谐振，其影响可以忽略；输出滤波电容Co选取值足够大，故输出电压纹波很小，可近似认为是直流电压。
附图说明
图1为前级PFC电路的电路图；
图2为后级LLC谐振变换器的电路图；
图3为谐振网络增益曲线图；
图4为降压型LLC谐振开关变换器工作波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-4，一种高效率2KW通讯电源，包括前级PFC电路和后级LLC谐振变换器，所述前级PFC电路与后级LLC谐振变换器相连接，前级PFC电路包括二极管D1、电感L1、电源u和二极管VD，二极管D1的阳极连接二极管D3的阴极和电源u，二极管D2的阳极连接二极管D4的阴极和电源u的另一端，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极和电感L，电感L的另一端连接MOS管等S的漏极和二极管VD的阳极，二极管VD的阴极连接电容C1、电位器R1和负载，电容C1的另一端连接电位器R1的另一端、MOS管S的源极、二极管D3的阳极、二极管D4的样子和负载的另一端，MOS管S的栅极连接电容C3、PWM控制器的输出端、比较器U2的输出端和乘法器的一个输入端，乘法器的输出端连接比较器U1的正向输入端，电位器RP1的滑动端连接电容C3的另一端和比较器U2的反向输入端，比较器U1的输出端连接PWM控制器的一个输入端。
后级LLC谐振变换器包括开关网络、谐振网络和滤波网络，开关网络连接谐振网络，谐振网络连接滤波网络。
本发明的工作原理是：平均电流控制模式含有电压与电流两个控制环。它的工作频率固定，输入电流连续，其原理图2所示，实际电感电流波形如图3所示。在平均电流控制方式中，电压外环使输出直流电压更加稳定。当输出电压增大时，电压环的输出就会下降，导致参考电流减小。电流内环的主要作用是使输入电流更标准，保证误差跟踪导致的失真低于1%。当电感电流上升时，电流误差放大器的输出下降，功率开关管的占空比随之降低；电感电流下降时，占空比上升；
利用基波分量法对谐振变换器进行建模，并分析ｋ值与Ｑ值对直流电压増益的影响，讨论LLC谐振变换器的工作区域与各区域谐振变换器的工作特点[34]。
对LLC谐振变换器各参数进行详细设计，对变压器与谐振电感进行设计，最后搭建仿真模型，对计算参数进行了仿真验证。
当负载由轻向重切换时，LLC 变换器的等效输出负载的瞬时值会有较大变化，变换器工作点较易进入容性工作区域，因此本章首先会对负载的切换过程进行分析并对切换过程中的等效负载值进行计算，进而找出变换器最差工作情况作为设计参考，以提高变换器的可靠性，此后将会对变换器的零电压导通条件进行讨论，最终，结合以上所得出的结论，给出较为合理的设计过程，在满足设计要求的同时尽量实现最优的工作性能。
所用开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元件；开关管寄生电容不参与谐振，其影响可以忽略
由于当开关频率小于等于fm时，谐振网络呈容性，对开关管来说将难以实现零电压开关。
LLC谐振变换器在fm< f<fs工作时，有8个工作状态；f =fs工作时，谐振电流是一个纯正弦波，整流二极管D1和D2中的电流时临界连续的，6个工作状态；f >fs工作时，LLC谐振变换器的工作特性与串联谐振变换器类似，Lm不参与谐振，一直被输出电压钳位，同样有8个工作状态。
一个完整的谐振变换器主电路的拓扑结构如图2
把谐振变换器主电路模块化,可分为输入电源、开关网络、谐振网络、理想变压器、整流桥、滤波网络、负载。对谐振网络左边的和右边进行适应的处理就可得到统一的基频分量模型。
为了实现原边开关管的ZVS，开关频率必须高于谐振回路的谐振频率。而LLC谐振变换器不仅可以工作在f> fs和f = fs 的频率范围内，而且它还可以工作在fm< f <fs的频率范围之内。
相对于其它建模方法，基频分量法计算相对简单，并在一定程度上能满足实际工程的需要，因此，这里采用该方法对谐振变换器进行稳态分析。基频分量法将复杂的非线性的谐振电路简化成为相对简单的正弦交流电路，可采用正度稳态电路的各种分析方法，使得分析和计算都相对简单化，但是它只是对谐振变换器的一种近似建模，并没有得到谐振变换器的准确模型。
首先对开关网络进行分析，输入直流电压经过开关网络后，其输出电压为方波信号，对其进行傅里叶分解，可得到需要的基波分量。
用基频分量法对LLC谐振变换器建模，假定功率经过谐振网络从电源传输到负载，只与傅里叶展开式中的基频分量相关。所用开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元件；开关管寄生电容不参与谐振，其影响可以忽略；输出滤波电容Co选取值足够大，故输出电压纹波很小，可近似认为是直流电压；忽略开关频率谐波，电路中各电量只考虑基波分量。
电感系数：;归一化频率：；谐振频率：；
空载时，Q=0，即：
根据此模型求出电压转换比函数和输入阻抗函数,再由软件仿真得到它们的函数曲线,并对谐振变换器的工作区域进行了划分，接着分析和研究了谐振变换器的工作特性最后,对谐振变换器进行计算。

Claims (2)

1.一种高效率2KW通讯电源，包括前级PFC电路和后级LLC谐振变换器，其特征在于，所述前级PFC电路与后级LLC谐振变换器相连接，前级PFC电路包括二极管D1、电感L1、电源u和二极管VD，二极管D1的阳极连接二极管D3的阴极和电源u，二极管D2的阳极连接二极管D4的阴极和电源u的另一端，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极和电感L，电感L的另一端连接MOS管等S的漏极和二极管VD的阳极，二极管VD的阴极连接电容C1、电位器R1和负载，电容C1的另一端连接电位器R1的另一端、MOS管S的源极、二极管D3的阳极、二极管D4的样子和负载的另一端，MOS管S的栅极连接电容C3、PWM控制器的输出端、比较器U2的输出端和乘法器的一个输入端，乘法器的输出端连接比较器U1的正向输入端，电位器RP1的滑动端连接电容C3的另一端和比较器U2的反向输入端，比较器U1的输出端连接PWM控制器的一个输入端。
2.根据权利要求1所述的一种高效率2KW通讯电源，其特征在于，所述后级LLC谐振变换器包括开关网络、谐振网络和滤波网络，开关网络连接谐振网络，谐振网络连接滤波网络。
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谢姝: "APFC在电动汽车充电机中的应用研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》 *

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