CN109149942B - 一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法，具体按照以下步骤实施：步骤1、分析电路并计算高频谐振型直流变压器的谐振电感Lr1,Lr2、励磁电感Lm1,Lm2以及谐振电容Cr1,Cr2的值；步骤2、对电路拓扑进行分析，建立其等效模型，计算传输时的品质因数；步骤3、对电路拓扑等效模型进行分析，以减少无功损耗、维持直流电压增益为目标，计算不同功率对应的谐振频率ωr；步骤4、采集k时刻负载电流Ik，根据负载电流计算出此刻的负载功率Pk，步骤5、计算负载功率Pk与额定功率PR的比值
根据
值设计不同传输功率下开关频率ωs的开关表，通过该方法能使CLLC‑RDCT运行于开环运行模式，有效简化了控制***。
Description
技术领域
本发明属于配电控制方法技术领域，具体涉及一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法。
背景技术
在电网中，电力变压器是最基本和重要的输变电设备，主要实现电压的升降和***隔离的功能。不可否认的是，虽然在导磁材料和铁芯结构等方面，传统电力变压器有了一系列的改进，并使电能变换效率得到了极大地提高，但是传统电力变压器基本功能和结构原理并没有随之发生变化，即仍然利用导电线圈实现交流电压的等级变化和***之间的隔离。因此，传统变压器存在的缺点仍未消除，如空载损耗较大；体积和重量随电压等级增加；变压器油造成环境污染；接非线性负荷时会产生畸变电流，造成供电质量下降等等。
随着智能电网发展，传统变压器逐渐不能满足电网的需求。由于电力电子技术与大功率电力电子器件的飞速发展，通过电力电子变换技术实现电压变换和能量传递的新型变压器—直流变压器(DCT)得到了越来越多的关注。以美国弗吉尼亚电力电子中心FredC.Lee为首的学者***地提出了DCT的概念。DCT通过对其一次侧和二次侧的电压幅值和相位进行实时控制，达到对电力***电压、电流及功率灵活调节的目的，不仅可以完成传统变压器的传输功能，而且还提高了***的稳定性和输电方式的灵活性，无需变压器油和额外的保护装置，不会对环境造成污染。
现有的高频直流变压器结构中主要分为非谐振型直流变压器以及谐振型直流变压器(Resonant DC Transformer,RDCT)两种。非谐振型直流变压器主要是控制变压器漏感两端方波电压的相位来控制传递能量的大小和方向，输入侧和输出侧的全桥电路拓扑结构能够在一定条件下实现零电压开通，但是其电感电流呈三角波或者是梯形波状，变压器涡流损耗较大，开关管关断电流大，电磁干扰也较大。其引入的软开关电路分析和设计较为复杂，常需要引入闭环控制用以提高***的传输效率，配合附加电路实现软开关。当开关频率增大到一定程度时，这种方式无疑加重了处理器的负担，增加了成本且较难实现。RDCT通过在变压器原副边引入谐振网络，其电流波形接近于正弦波，减少了高频变压器的涡流损耗。RDCT具有自然软开关特性，可在较宽的输入电压和全负载范围实现零电压开通(zerovoltage switching,ZVS)和零电流关断(zero current switching,ZCS)。RDCT的控制方式可分为变频控制和移相控制。变频控制通常采用双闭环的方式，电压外环控制占空比实现稳压输出，电流环控制载波频率实现变换器开关频率的调节，进而提高变压器的传输效率；移相控制通过控制移相角来改变电感上的电压进而实现对传输功率和方向的调节。虽然RDCT通过闭环控制方式可以提高效率，调节输出电压和传输功率，但在交直流混合微电网、充电桩及直流配电***等应用场合中，引入闭环控制的方式无疑增加了能源管理***的管理难度和管理成本，经济性较差。
由于RDCT具有自然软开关特性，在开环控制下便具有较高的效率。为了降低控制***的负担，开环方式运行的RDCT较为普遍。RDCT根据其谐振网络可分为LC型，LLC型，CLLC型。由于CLLC谐振型直流变压器(CLLC-RDCT)具有对称的拓扑结构，有效保证了功率双向传输时的电压增益对称，因此CLLC-RDCT得到了广泛的应用。文献(Jingjing Huang,XinZhang,et al.,"Robust Circuit Parameters Design for the CLLC-Type DCTransformer in the Hybrid AC/DC Microgrid,"in IEEE Transactions on IndustrialElectronics)提出了一种电路参数设计方法，使CLLC-RDCT工作在谐振频率附近，使其保持稳定的传输增益。但在CLLC-RDCT传输不同功率时，谐振频率将会发生变换，因此造成了非额定功率运行下损耗较大，效率较低的问题。
综上所述，由于传统交流变压器的固有缺点，直流变压器正在被广泛研究和推广使用。其中，CLLC高频谐振型直流变压器(CLLC-RDCT)由于其高功率密度、高效率、体积小及具备双向传输等优点，成为了国内外学者研究的热点领域，同时也正在直流配电***、充电桩中逐步推广使用。但由于其闭环控制会增加能源路由管理器的复杂度，增加控制***负担。故在保留CLLC-RDCT开环控制的前提下，如何提高其在不同负载时的传输效率，尤以如何降低其在空载时的损耗问题变得至关重要。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于高频谐振型直流变压器(CLLC-RDCT)的多频率段控制方法，使CLLC-RDCT运行于开环工作模式，在稳定传输增益和消除无功损耗的同时降低控制***的复杂度。
本发明所采用的技术方案是，一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算高频谐振型直流变压器的谐振电感Lr1、Lr2、励磁电感Lm1、Lm2以及谐振电容Cr1、Cr2的值；
步骤2、建立高频谐振型直流变压器电路等效模型，计算功率传输时的品质因数；
步骤3、以消除无功损耗，维持直流电压增益为目标，计算不同功率下的谐振频率ωr；
步骤4、、采集K时刻负载电流IK，根据负载电流计算出此刻的负载功率PK；
步骤5定义负载功率PK与额定功率PR的比值
根据
值设计开关频率ωs的开关表。
本发明的特点还在于：
步骤1中，计算公式如下：
Lm1＝Tstdead/8Cs (1)
Lm2＝n2Lm1 (2)
Lr1＝Lm1/k (3)
Lr2＝n2Lr1 (4)
Cr1＝1/ωs 2Lr1 (5)
Cr2＝n2Cr1 (6)
式中，Ts为开关周期，tdead为死区时间，Cs为开关管并联电容值，n为变压器变比，k为系数且k>20。
步骤2中当功率由一次侧传输至二次侧时，品质因数Q1计算如下式：
式中，Req2为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V2为二次侧输入端的直流电压，PR为***的额定功率；
将式(8)带入式(7)，可得
当功率由二次侧传输至一次侧时，品质因数Q2如下式：
式中，Req1为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V1为一次侧输入端的直流电压；
将式(11)带入式(10)，可得
由式(9)和式(12)可以得到品质因数Q1、Q2与PR成正比。
步骤3具体按照以下步骤实施：
步骤3.1、计算高频谐振型直流变压器的等效阻抗
当功率由一次侧传输至二次侧时，根据戴维南等效定理，高频谐振型直流变压器的等效电阻Req和电抗Xeq计算公式如下：
其中，ωs为开关角频率，
σ1＝(1+k)(1+2k) (17)
σ2＝(1+k)(1/Q1 2-1-k)-(4k+2+k2) (18)
σ3＝3(1+k)-1/Q1 2 (19)
步骤3.2、以消除无功损耗为目标计算谐振频率ωr；
为消除无功损耗，等效电抗Xeq应该为零，即
当开关频率ωs与谐振频率ωr相等时，式(20)成立，所以根据盛金公式求取式(20)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (22)
Δ＝B2－4AC (24)
根据式(21)～(24)可以推导出式(20)解如下：
·若Δ＝B2－4AC<0,则谐振频率ωr为
其中
θ＝arccosT,-1<T<1,且
·若Δ＝B2－4AC＝0，则谐振频率ωr为
其中
·若A＝B＝C＝0，则谐振频率ωr为
其中
·若Δ＝B2－4AC>0，则谐振频率ωr为
其中
根据式(25)～(35)，当代入不同的Q1值得到对应的最佳谐振频率ωr。
PK的计算公式如下：
PK＝V2×IK (36)。
步骤5中开关频率ωs的开关表的具体涉及依据为：
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
本发明的有益效果是：
1)、通过调节CLLC-RDCT的工作频率，使其工作在谐振频率附近，减小无功带来的传输损耗，提高运行效率；
2)、将分段控制的思想应用到CLLC-RDCT中，保证其在开环控制下，当负载发生变化时仍可以保持稳定的传输增益；
3)、极大简化了***的控制，保证不同传输功率下较为稳定的直流增益。
附图说明
图1是本发明一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法中CLLC-RDCT电路结构图；
图2a是本发明一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法中功率由一次侧传输至二次侧时时的等效模型；
图2b是本发明一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法中功率由二次侧传输至一次侧时的等效模型；
图3是本发明一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法谐振频率设计流程图；
图4是本发明一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法中开关表选择流程图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明使用的电路如图1所示，包含主电路以及控制电路。主电路中直流母线1、直流母线2分别接全控电力电子器件构成的全桥电路输入端，一次侧和二次侧的全桥电路通过CLLC-RDCT接在一起；CLLC-RDCT控制电路包括AD采样调理电路和主控CPU；AD采样调理电路使用电流霍尔传感器HAX25，电流传感器额定输出电压为±5V，AD采样调理电路将电流霍尔传感器传输过来的电压信息送入主控CPU，控制电路包括主控CPU TMS320F28335及***调理电路，主控CPU根据输入的电压信息选择对应的开关频率生成PWM脉冲信号，通过驱动电路接整流器中对应全控电力电子器件MOSFET的受控端。AD采样调理电路由比例电路、反相电路和抗混叠滤波电路、偏置电路、限幅保护电路组成，用AD采样调理电路将经电流霍尔互感器传送过来的信号调理成主控CPU可以接受的信号。主控CPU采用芯片TMS320F28335，根据AD采样电路送过来的电压信息选择对应的开关频率并利用TMS320F28335所特有的脉冲调制模块生成PWM脉冲，该脉冲经驱动电路驱动之后转变为可以直接触发电力电子全控器件MOSFET的PWM信号。
本发明一种适用于高频谐振型直流变压器的多谐振频率段综合控制框图见图1，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算高频谐振型直流变压器的谐振电感Lr1,Lr2、励磁电感Lm1,Lm2以及谐振电容Cr1,Cr2的值，计算公式如下：
Lm1＝Tstdead/8Cs (1)
Lm2＝n2Lm1 (2)
Lr1＝Lm1/k (3)
Lr2＝n2Lr1 (4)
Cr1＝1/ωs 2Lr1 (5)
Cr2＝n2Cr1 (6)
式中，Ts为开关周期，tdead为死区时间，Cs为开关管并联电容值，n为变压器变比，k为系数，为了使CLLC-RDCT在开环状态下仍然保持稳定的传输增益，应取k>20。
步骤2中当功率由一次侧传输至二次侧时，图2a是功率由一次侧传输至二次侧时时的等效模型，品质因数Q1计算如下式：
式中，Req2为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V2为二次侧输入端的直流电压，PR为***的额定功率；
将式(8)带入式(7)，可得
图2b是功率由二次侧传输至一次侧时的等效模型，当功率由二次侧传输至一次侧时，品质因数Q2如下式：
式中，Req1为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V1为一次侧输入端的直流电压；
将式(11)带入式(10)，可得
当负载发生变化时，会影响CLLC-RDCT的品质因数Q1(Q2)。由式(9)和式(12)可以得到品质因数Q1，Q2与PR成正比，因此得到不同功率下对应的品质因数如下表1所示：
表1功率与品质因数关系表
步骤3、以消除无功损耗，稳定直流电压增益为目标，计算不同功率下的谐振频率ωr，图3是谐振频率计算流程图；
步骤3.1、计算高频谐振型直流变压器的等效阻抗
当功率由一次侧传输至二次侧时，根据戴维南等效定理，高频谐振型直流变压器的等效电阻Req和电抗Xeq计算公式如下：
其中ωs为开关角频率，
σ1＝(1+k)(1+2k) (17)
σ2＝(1+k)(1/Q1 2-1-k)-(4k+2+k2) (18)
σ3＝3(1+k)-1/Q1 2 (19)
步骤3.2、以消除无功损耗为目标计算谐振频率；
当***开关频率等于谐振频率时，***的无功损耗最小，此时等效电抗Xeq应该为零，即
当开关频率ωs与谐振频率ωr相等时，式(20)成立。所以根据盛金公式求取式(20)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (22)
Δ＝B2－4AC (24)
根据式(21)～(24)可以推导出式(20)解如下：
·若Δ＝B2－4AC<0,则谐振频率ωr为
其中
θ＝arccosT,-1<T<1,且
·若Δ＝B2－4AC＝0，则谐振频率ωr为
其中
·若A＝B＝C＝0，则谐振频率ωr为
其中
·若Δ＝B2－4AC>0，则谐振频率ωr为
其中
步骤3.3、根据式(25)～(35)，当代入不同的Q1值可得到对应的谐振频率ωr，由此，可以总结出不同品质因数下对应的谐振谐振频率值如下表：
表2品质因数与谐振频率关系表
步骤4、采集K时刻负载电流IK，根据负载电流计算出此刻的负载功率PK；PK的计算公式如下：
PK＝V2×IK (36)
步骤5、定义负载功率PK与额定功率PR的比值为
根据
值设计开关频率ωs的开关表。图4是开关频率选择流程图,具体设计及依据为：
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
总结后可得开关表如表3所示：
表3开关表
通过上述方式，由于本发明将分段控制的思想应用到CLLC-RDCT中，当传输功率发生变化时根据实时检测的负载电流值和所设计的开关表调节开关频率，使CLLC-RDCT在开环控制下仍具有稳定的传输增益。本发明控制方式简单且易于实现，对采样要求较低，无需设计控制器，当传输功率变化时，能够在消除无功损耗的基础上维持稳定的电压增益，极大地减轻了控制***的负担。
Claims (3)
1.一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算高频谐振型直流变压器的谐振电感Lr1、Lr2、励磁电感Lm1、Lm2以及谐振电容Cr1、Cr2的值；
计算公式如下：
Lm1＝Tstdead/8Cs (1)
Lm2＝n2Lm1 (2)
Lr1＝Lm1/k (3)
Lr2＝n2Lr1 (4)
Cr1＝1/ωs 2Lr1 (5)
Cr2＝n2Cr1 (6)
式中，Ts为开关周期，tdead为死区时间，Cs为开关管并联电容值，n为变压器变比，k为系数k>20；
步骤2、建立高频谐振型直流变压器电路等效模型，计算功率传输时的品质因数；当功率由一次侧传输至二次侧时，品质因数Q1计算如下式：
式中，Req2为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V2为二次侧输入端的直流电压，PR为***的额定功率；Vin1表示功率由原边流向副边时的原边驱动电压，i2表示此时的副边电流；Vin2表示功率由副边流向原边时的副边驱动电压，i1表示此时的原边电流；
将式(8)带入式(7)，可得
当功率由二次侧传输至一次侧时，品质因数Q2如下式：
式中，Req1为额定功率下的负载，根据电路的等效模型得到负载计算公式如下：
式中，V1为一次侧输入端的直流电压；
将式(11)带入式(10)，可得
由式(9)和式(12)可以得到品质因数Q1、Q2与PR成正比；
步骤3、以消除无功损耗，维持直流电压增益为目标，计算不同功率下的谐振频率ωr；
步骤3.1、计算高频谐振型直流变压器的等效阻抗
当功率由一次侧传输至二次侧时，根据戴维南等效定理，高频谐振型直流变压器的等效电阻Req和电抗Xeq计算公式如下：
其中，ωs为开关角频率，
σ1＝(1+k)(1+2k) (17)
步骤3.2、以消除无功损耗为目标计算谐振频率ωr；
为消除无功损耗，等效电抗Xeq应该为零，即
当开关频率ωs与谐振频率ωr相等时，式(20)成立，所以根据盛金公式求取式(20)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (22)
Δ＝B2－4AC (24)
根据式(21)～(24)可以推导出式(20)解如下：
若Δ＝B2－4AC<0,则谐振频率ωr为
其中
θ＝arccosT,-1<T<1,且
若Δ＝B2－4AC＝0，则谐振频率ωr为
其中
若A＝B＝C＝0，则谐振频率ωr为
其中
若Δ＝B2－4AC>0，则谐振频率ωr为
其中
根据式(25)～(35)，当代入不同的Q1值得到对应的最佳谐振频率ωr；
步骤4、采集K时刻负载电流IK，根据负载电流计算出此刻的负载功率PK；
步骤5、定义负载功率PK与额定功率PR的比值为
根据
值设计开关频率ωs的开关表。
2.根据权利要求1所述的一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法，其特征在于，所述步骤4中PK的计算公式如下：
PK＝V2×IK (36)。
3.根据权利要求1所述的一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法，其特征在于，所述步骤5中开关频率ωs的开关表的具体涉及依据为：
当
时，开关频率为
当
时，开关频率为
当
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