CN106740221B - 一种基于低频pwm整流器的v2g无线电能双向传输装置 - Google Patents

一种基于低频pwm整流器的v2g无线电能双向传输装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，包括滤波稳压电容，第一功率开关，第二功率开关，第三功率开关，第四功率开关，第一补偿电容，第一电流采样电阻，第一耦合线圈，第二耦合线圈，第二补偿电容，第五功率开关，第六功率开关，第七功率开关，第八功率开关，第二电流采样电阻，负载电阻，感应电压检测线圈，信号采集调理电路，数模转换器，微处理器，电力变换器驱动电路；本发明实现了无线电能双向传输，保证了耦合线圈感应电压的准确测量，达到***谐振要求，并且电源侧和负载侧端口均为幅值可按要求变化的直流电压，同时降低了功率开关损耗以及器件工作频率，提高传输效率和功率。

Description

一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置
技术领域
本发明属于无线电能传输技术领域，尤其涉及一种电磁感应式无线电能传输装置，具体地说是一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置。
背景技术
电动汽车与智能电网之间的双向互动(V2G)是智能电网的重要组成部分，通过V2G技术可实现电网对电动汽车的充电，而具有分布式储能特征的电动汽车车载电池也可以通过V2G技术为电网提供调峰、无功补偿等服务。相比较传统有线充电方式，无线充电方式具有安全便捷的特点，是电动汽车充电技术的发展趋势。依据电能传输方式的不同，目前无线充电主要分为辐射式、电磁感应式和磁耦合谐振式三类，其中电磁感应式无线充电方式因具有较高的传输效率和较大的传输功率而受关注。
为提高***传输功率和传输效率，电磁感应式无线充电***在***参数设计时通常满足***谐振的要求。传统的调整谐振状态方法主要有调节***电容值、电感值和调节电源频率三种，在调整谐振状态过程中需要准确检测电能接收回路的感应电压，但是当电能接收回路有电流通过时，线圈自身的阻抗和感抗会影响感应电压的准确测量。另外由于耦合线圈接收到的是高频交流电，传统实现直流输出的控制方式是二极管整流电路和直流斩波电路相结合，虽然控制方便，但是整体结构复杂，装置体积和***成本较大，谐波污染大，动态响应慢。针对以上问题，本发明提出一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，电源侧端口和负载侧端口均为电压幅值可按要求变化的直流电压，这样一来既能够适用于不同的电源电压，也能够适用于不同的负载。为准确检测电能接收回路感应电压，电源侧电路和负载侧电路采用双感应电压检测线圈。同时，当由电源向负载供电时，电源侧电路的电力变换器工作在逆变模式，负载侧电路的电力变换器工作在PWM整流模式，当由负载蓄能单元向电源侧电路反馈电能时，电源侧电路的电力变换器工作在PWM整流模式，负载侧电路的电力变换器工作在逆变模式，从而实现能量双向传输。在PWM整流模式下，电源侧电路和负载侧电路的电力变换器都采用单脉冲调制方式，有效降低了开关损耗，提高传输效率。目前这样的基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置未见有专利和其它文献报道。
发明内容
本发明提出一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，该装置的电源侧电路和负载侧电路的电路结构完全对称。当由电源向负载供电时，电源侧电路的电力变换器为逆变工作模式，负载侧电路的电力变换器为PWM整流工作模式。当由负载蓄能单元向电源侧电路反馈电能时，电源侧电路的电力变换器为PWM整流工作模式，负载侧电路的电力变换器为逆变工作模式。在PWM整流工作模式下，电源侧电路和负载侧电路的电力变换器都采用单脉冲调制方式，装置的电源侧电路和负载侧电路都工作在谐振状态，电源端口和负载端口的电压都为直流电压。
本发明的技术方案如下：
一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，电源侧电路包括第一滤波稳压电容，第一功率开关，第二功率开关，第三功率开关，第四功率开关，第一补偿电容，第一电流采样电阻，第一耦合线圈，第一感应电压检测线圈，第二感应电压检测线圈，第一信号采集调理电路，第一数模转换器，第一微处理器，电源侧电路电力变换器驱动电路，负载侧电路包括第二滤波稳压电容，第五功率开关，第六功率开关，第七功率开关，第八功率开关，第二耦合线圈，第二补偿电容，第二电流采样电阻，负载电阻，第三感应电压检测线圈，第四感应电压检测线圈，第二信号采集调理电路，第二数模转换器，第二微处理器，负载侧电路电力变换器驱动电路；第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关构成电源侧电路电力变换器，电源侧电路电力变换器的两个直流端接第一滤波稳压电容两端，交流端分别与第一补偿电容的一端和第一电流采样电阻的一端连接，第一补偿电容的另一端与第一耦合线圈的一端连接，第一耦合线圈的另一端与第一电流采样电阻的另一端连接，第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关和第八功率开关构成负载侧电路电力变换器，负载侧电路电力变换器的两个交流端分别与第二补偿电容的一端和第二电流采样电阻的一端连接，第二补偿电容的另一端与第二耦合线圈的一端连接，第二耦合线圈的另一端与第二电流采样电阻的另一端连接，第二滤波稳压电容和负载电阻并联后接负载侧电路电力变换器的两个直流端，第一耦合线圈和第二耦合线圈平行同轴放置并相隔一定的距离，第一感应电压检测线圈、第二感应电压检测线圈和第一耦合线圈同轴同平面，第一感应电压检测线圈的非同名端和第二感应电压检测线圈的非同名端连接，第一感应电压检测线圈的同名端与第二感应电压检测线圈的同名端连接至第一信号采集调理电路的第一个输入端，第一电流采样电阻的两端连接至第一信号采集调理电路的第二个输入端，电源侧电路电力变换器的两个交流端口连接至第二信号采集调理电路的第三个输入端，第一滤波稳压电容的两端连接至第一信号采集调理电路的第四个输入端，第一信号采集调理电路输出端经第一数模转换器输入至第一微处理器，第一微处理器计算后产生频率可调的方波控制信号，通过电源侧电路电力变换器驱动电路驱动电源侧电路电力变换器功率开关，第三感应电压检测线圈、第四感应电压检测线圈与第二耦合线圈同轴同平面，第三感应电压检测线圈的非同名端和第四感应电压检测线圈的非同名端连接，第三感应电压检测线圈的同名端与第四感应电压检测线圈的同名端连接至第二信号采集调理电路的第一个输入端，第二电流采样电阻的两端连接至第二信号采集调理电路的第二个输入端，负载侧电路电力变换器的交流端连接至第二信号采集调理电路的第三个输入端，第二滤波稳压电容两端连接至第二信号采集调理电路的第四个输入端，第二信号采集调理电路的输出端经第二数模转换器输入至第二微处理器，第二微处理器计算处理后产生低频脉宽调制信号，经过负载侧电路电力变换器驱动电路驱动负载侧电路电力变换器的功率开关。
由于电源侧电路和负载侧电路是对称设计的，下面以负载侧电路的电力变换器为PWM整流器模式进行分析。
Figure GDA0002632666720000031
式中us(t)为第二耦合线圈的感应电压，L2为第二耦合线圈的自感值，is(t)为流经第二耦合线圈的电流，Cs为第二补偿电容容抗，Rs为第二电流采样电阻，R2为第二耦合线圈内阻和回路内阻之和，uab(t)为全桥PWM整流器交流侧端口电压，us(t)为正弦波电压，uab(t)为周期性非正弦波电压。采用双闭环控制方式来实现谐振状态，第二耦合线圈目标电流
Figure GDA0002632666720000032
和负载侧电路电力变换器交流指令电压
Figure GDA0002632666720000033
分别为：
Figure GDA0002632666720000034
Figure GDA0002632666720000035
其中kvp和kvi分别为PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure GDA0002632666720000036
为指令电压信号，Udc为直流输出电压值，kip为P控制器比例系数。由公式(2)可得，
Figure GDA0002632666720000037
由
Figure GDA0002632666720000038
和Udc的差值经PI控制器后乘以us(t)得到，
Figure GDA0002632666720000039
的相位与us(t)的相位相同，由公式(3)可知
Figure GDA00026326667200000310
由
Figure GDA00026326667200000311
和is(t)的差值经P控制器后加上前馈控制量uab(t)得到，其中的is(t)用
Figure GDA00026326667200000312
代替。
公式(2)和公式(3)需要us(t)的幅值相位信息，本发明采用双感应电压检测线圈，原理如下：
第三感应电压检测线圈和第四感应电压检测线圈非同名端相连接并工作在开路状态，可得以下关系式：
Figure GDA00026326667200000313
其中u3(t)和u4(t)分别为第三感应电压检测线圈和第四感应电压检测线圈的感应电压，Mp3和Ms3分别为第三感应电压检测线圈与第一耦合线圈和第二耦合线圈之间的互感，Mp4和Ms4分别表示第四感应电压检测线圈与第一耦合线圈和第二耦合线圈之间的互感，ip(t)和is(t)分别表示流经第一耦合线圈和第二耦合线圈的电流。由于互感大小由耦合线圈的位置、形状和大小决定，因此可以通过设定合理的参数使得Ms3＝Ms4，Mp3≠Mp4，公式(4)可化简为
Figure GDA0002632666720000041
Figure GDA0002632666720000042
由此可以通过比例关系
Figure GDA0002632666720000043
得到第二耦合线圈的感应电压us(t)，其中Mps为第一耦合线圈与第二耦合线圈间的互感。同理，当由负载侧蓄能单元向电源侧电路反馈电能时，此时由第一感应电压检测线圈和第二感应电压检测线圈组成双感应电压检测线圈进行第一耦合线圈上感应电压检测。
对于负载侧电路可进行能量分析，将式(1)两边同乘以is(t)后得到有功功率关系式：
Figure GDA0002632666720000044
式中Us为us(t)的有效值，Is1为is(t)的基波有效值，
Figure GDA0002632666720000045
为Us和Is1的相位差，Isn为is(t)的n次谐波分量有效值，Uabn为uab(t)的基波(n＝1)和n次谐波分量的有效值，δn为Uabn和Isn的相位差，从能量角度分析，
Figure GDA0002632666720000046
为第二耦合线圈接收到的有功功率，
Figure GDA0002632666720000047
为第二电流采样电阻上产生的损耗，
Figure GDA0002632666720000048
为第二耦合线圈内阻和回路内阻产生的损耗，
Figure GDA0002632666720000049
为输送给全桥PWM整流器直流侧负载的电能以及功率开关管的开关损耗。
为降低开关损耗提高电能传输效率，本发明采用单脉冲调制方式，即一个周期内正负调制脉冲各有一个，原理如下：忽略PWM整流器直流侧电压波动，流经第二耦合线圈电流is(t和开关函数ρ(t)可以表示为：
Figure GDA00026326667200000410
Figure GDA00026326667200000411
其中Isn和θn分别表示为is(t)的基波(n＝1)和第n次谐波的有效值和相位，ρn和αn分别表示为ρ(t)的基波(n＝1)和第n次谐波的有效值和相位。全桥PWM整流器直流侧输出电流满足关系式：
Figure GDA00026326667200000412
其中Idc为idc(t)的直流分量，Δidc为idc(t)的交流分量。由公式(8)可得，Idc由is(t)和ρ(t)同频分量产生，idc(t)的所有谐波分量都参与PWM整流，实现直流输出。由公式(7)可得，ρ(t)为周期性非正弦波，因此可以通过单脉冲PWM调制方式生成ρ(t)，通过降低开关频率达到降低开关损耗的目的。
PWM整流器交流侧到直流侧的变换呈现Boost型变换器的特性，单极性脉宽调制函数ρ(t为：
Figure GDA0002632666720000051
其中VS1、VS2、VS3和VS4分别为第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关和第八功率开关的开关管，D1、D2、D3和D4分别为第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关和第八功率开关的续流二极管。在第二滤波稳压电容足够大情况下，直流侧电压可视为一定值，即udc(t)＝Udc，在单脉冲调制方式下，一个周期内交流侧电压uab(t)表示为：
Figure GDA0002632666720000052
只考虑基波，可得
uab(t)＝Uabsin(ωt+α1) (11)
ρ(t)＝msin(ωt+α1) (12)
其中Uab为uab(t)的基波有效值，ω为电源侧电路全桥逆变器驱动方波的角频率，m为PWM幅值调制比，α1为ρ(t)的基波初始相位角。
将公式(11)和(12)代入公式(10)后可得：
Figure GDA0002632666720000053
由于m≤1，则由公式(13)可得Udc≥Uab，因此PWM整流器能提升直流电压输出值。综上所述，基于低频PWM整流器能够有效降低开关损耗，提高无线电能传输效率，并且由于其呈现的Boost特性，能够提升输出电压。
本发明一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置输入直流源电压可达600V，输出直流源电压可达600V，作为电能发射端的高频逆变电源频率可达500kHz。
作为优选，电能发射端高频逆变电源频率选择范围20kHz至500kHz。
作为优选，第一耦合线圈、第二耦合线圈，第一感应电压检测线圈、第二感应电压检测线圈、第三感应电压检测线圈和第四感应电压检测线圈采用平面环形线圈，线圈均采用高品质因数利兹线绕制而成。
作为优选，第一补偿电容与第二补偿电容采用高稳定性的高压瓷片电容。
作为优选，第一电流采样电阻和第二电流采样电阻均采用阻值为50mΩ、温漂低于10ppm/℃纯阻性精密电阻。
与现有技术相比，本发明有以下优点：
(1)本发明所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置通过控制电力变换器功率开关器件通断状态使得***达到谐振状态，能够提高传输效率和传输功率。
(2)本发明所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置电源侧端口和负载侧端口均为电压幅值可按要求变化的直流电压，既适用于不同的电源电压，也能适用于不同的负载。
(3)本发明所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置采用单脉冲PWM调制技术，降低了功率开关器件、驱动电路和微处理器工作频率要求，解决了因开关频率损耗造成传输效率低的问题，并且由于PWM整流器所呈现的Boost特性，能够提高输出电压幅值。
(4)本发明所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置通过采用两个反向连接检测线圈的方法得到耦合线圈的感应电压，解决了当耦合线圈接有负载时无法准确计算得到感应电压的问题，从而为实现***谐振提供了控制条件。
(5)本发明所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置利用MOSFET功率开关器件组成电力变换器，利用PWM整流器既可以工作于整流状态也可以工作于逆变状态的特性实现无线电能的双向传输。
附图说明
图1为一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置结构图；
图2为本发明采用PWM整流器单脉冲脉宽调制技术在一个工作周期内的交流侧指令电压
Figure GDA0002632666720000061
和脉宽调制函数ρ(t)波形。
图3为本发明采用的第一耦合线圈，第二耦合线圈，第一感应电压检测线圈，第二感应电压检测线圈，第三感应电压检测线圈，第四感应电压检测线圈位置示意图。
图1中1是第一滤波稳压电容，2是第一功率开关，3是第二功率开关，4是第三功率开关，5是第四功率开关，6是第一补偿电容，7是第一电流采样电阻，8是第一耦合线圈，9是第二耦合线圈，10是第二补偿电容，11是第二电流采样电阻，12是第五功率开关，13是第六功率开关，14是第七功率开关，15是第八功率开关，16是第二滤波稳压电容，17是负载电阻，18是第一感应电压检测线圈，19是第二感应电压检测线圈，20是第一信号采集调理电路，21是第一数模转换器，22是第一微处理器，23是电源侧电路电力变换器驱动电路，24是第三感应电压检测线圈，25是第四感应电压检测线圈，26是第二信号采集调理电路，27是第二数模转换器，28是第二微处理器，29是负载侧电路变换器驱动电路。
具体实施方式
本发明提出的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，其实施例如图1、图2和图3所示，它包括第一滤波稳压电容1，第一功率开关2，第二功率开关3，第三功率开关4，第四功率开关5，第一补偿电容6，第一电流采样电阻7，第一耦合线圈8，第二耦合线圈9，第二补偿电容10，第二电流采样电阻11，第五功率开关12，第六功率开关13，第七功率开关14，第八功率开关15，第二滤波稳压电容16，负载电阻17，第一感应电压检测线圈18，第二感应电压检测线圈19，第一信号采集调理电路20，第一数模转换器21，第一微处理器22，电源侧电路电力变换器驱动电路23，第三感应电压检测线圈24，第四感应电压检测线圈25，第二信号采集调理电路26，第二数模转换器27，第二微处理器28，负载侧电路电力变换器驱动电路29；当由电源向负载供电时，电源输入端口为直流电压源，第一滤波稳压电容1两端与直流源并联，第一功率开关2、第二功率开关3、第三功率开关4和第四功率开关5构成的电源侧电路电力变换器为逆变模式，电源侧电路电力变换器的两个直流端接直流源两端，交流端分别与第一补偿电容6的一端和第一电流采样电阻7的一端连接，第一补偿电容6的另一端与第一耦合线圈8的一端连接，第一耦合线圈8的另一端与第一电流采样电阻7的另一端连接，第五功率开关12、第六功率开关13、第七功率开关14和第八功率开关15构成的负载侧电路电力变换器为PWM整流模式，负载侧电路电力变换器的两个交流端分别与第二补偿电容10的一端和第二电流采样电阻11的一端连接，第二补偿电容10的另一端与第二耦合线圈9的一端连接，第二耦合线圈9的另一端与第二电流采样电阻11的另一端连接，第二滤波稳压电容16和负载电阻17并联后接负载侧电路电力变换器的两个直流端，第一耦合线圈8和第二耦合线圈9平行同轴放置并相隔一定的距离，第一感应电压检测线圈18、第二感应电压检测线圈19和第一耦合线圈8同轴同平面，第一感应电压检测线圈18的非同名端和第二感应电压检测线圈19的非同名端连接，第一感应电压检测线圈18的同名端与第二感应电压检测线圈19的同名端连接至第一信号采集调理电路20的第一个输入端，第一电流采样电阻7的两端连接至第一信号采集调理电路20的第二个输入端，电源侧电路电力变换器的两个交流端口连接至第二信号采集调理电路20的第三个输入端，第一滤波稳压电容1的两端连接至第一信号采集调理电路20的第四个输入端，第一信号采集调理电路20输出端经第一数模转换器21输入至第一微处理器22，第一微处理器22计算后产生频率可调的方波控制信号，通过电源侧电路电力变换器驱动电路23驱动电源侧电路电力变换器功率开关，第三感应电压检测线圈24、第四感应电压检测线圈25与第二耦合线圈9同轴同平面，第三感应电压检测线圈24的非同名端和第四感应电压检测线圈的25非同名端连接，第三感应电压检测线圈24的同名端与第四感应电压检测线圈25的同名端连接至第二信号采集调理电路26的第一个输入端，第二电流采样电阻11的两端连接至第二信号采集调理电路26的第二个输入端，负载侧电路电力变换器的交流端连接至第二信号采集调理电路26的第三个输入端，第二滤波稳压电容16两端连接至第二信号采集调理电路26的第四个输入端，第二信号采集调理电路26的输出端经第二数模转换器27输入至第二微处理器28，第二微处理器28计算处理后产生低频脉宽调制信号，经过负载侧电路电力变换器驱动电路29驱动负载侧电路电力变换器的功率开关。同理，当由负载侧蓄能单元向电源侧电路反馈电能时，负载侧电路电力变换器为逆变模式，电源侧电路电力变换器为PWM整流模式，实现能量反向传输。
本实施例具体设计参数为：一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置输入端电压为264V，第一滤波稳压电容1与第二滤波稳压电容16电容值均为50μF，第一补偿电容6与第二补偿电容10电容值均为88nF，电源侧电路电力变换器驱动电路23提供50kHz驱动信号，第一耦合线圈8与第二耦合线圈9均为圆盘形绕制，尺寸完全相同，内径0cm，外径26cm，匝数45匝，自感值93.5μH，第一耦合线圈8与第二耦合线圈9轴向距离12cm，第一感应电压检测线圈18与第三感应电压检测线圈24均为圆盘形绕制，尺寸完全相同，内径0cm，外径12cm，匝数10匝，自感值6.79μH，第二感应电压检测线圈19和第四感应电压检测线圈25均为圆盘形绕制，尺寸完全相同，内径16cm，外径20cm，匝数3匝，自感值10.03μH，负载电阻17阻值为20Ω，第一功率开关2、第二功率开关3、第三功率开关4、第四功率开关5、第五功率开关12、第六功率开关13、第七功率开关14和第八功率开关15的开关管均采用型号为IRFP264N的MOSFET，电源侧电路电力变换器驱动电路23和负载侧电路电力变换器驱动电路29均采用驱动芯片IR2110，第一微处理器22及第二微处理器28均采用32位STM32F103ZET6微控制器。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。
应该理解到的是：上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，包括第一滤波稳压电容(1)，第一功率开关(2)，第二功率开关(3)，第三功率开关(4)，第四功率开关(5)，第一补偿电容(6)，第一电流采样电阻(7)，第一耦合线圈(8)，第二耦合线圈(9)，第二补偿电容(10)，第二电流采样电阻(11)，第五功率开关(12)，第六功率开关(13)，第七功率开关(14)，第八功率开关(15)，第二滤波稳压电容(16)，负载电阻(17)，第一感应电压检测线圈(18)，第二感应电压检测线圈(19)，第一信号采集调理电路(20)，第一数模转换器(21)，第一微处理器(22)，电源侧电路电力变换器驱动电路(23)，第三感应电压检测线圈(24)，第四感应电压检测线圈(25)，第二信号采集调理电路(26)，第二数模转换器(27)，第二微处理器(28)，负载侧电路电力变换器驱动电路(29)；当由电源向负载供电时，电源输入端口为直流电压源，第一滤波稳压电容(1)两端与直流源并联，第一功率开关(2)、第二功率开关(3)、第三功率开关(4)和第四功率开关(5)构成的电源侧电路电力变换器为逆变模式，电源侧电路电力变换器的两个直流端接直流源两端，交流端分别与第一补偿电容(6)的一端和第一电流采样电阻(7)的一端连接，第一补偿电容的(6)另一端与第一耦合线圈(8)的一端连接，第一耦合线圈(8)的另一端与第一电流采样电阻(7)的另一端连接，第五功率开关(12)、第六功率开关(13)、第七功率开关(14)和第八功率开关(15)构成的负载侧电路电力变换器为PWM整流模式，负载侧电路电力变换器的两个交流端分别与第二补偿电容(10)的一端和第二电流采样电阻(11)的一端连接，第二补偿电容(10)的另一端与第二耦合线圈(9)的一端连接，第二耦合线圈(9)的另一端与第二电流采样电阻(11)的另一端连接，第二滤波稳压电容(16)和负载电阻(17)并联后接负载侧电路电力变换器的两个直流端，第一耦合线圈(8)和第二耦合线圈(9)平行放置并相隔一定的距离，第一感应电压检测线圈(18)、第二感应电压检测线圈(19)和第一耦合线圈(8)同轴同平面，第一感应电压检测线圈(18)的非同名端和第二感应电压检测线圈(19)的非同名端连接，第一感应电压检测线圈(18)的同名端与第二感应电压检测线圈(19)的同名端连接至第一信号采集调理电路(20)的第一个输入端，第一电流采样电阻(7)的两端连接至第一信号采集调理电路(20)的第二个输入端，电源侧电路电力变换器的两个交流端口连接至第二信号采集调理电路(20)的第三个输入端，第一滤波稳压电容(1)的两端连接至第一信号采集调理电路(20)的第四个输入端，第一信号采集调理电路(20)输出端经第一数模转换器(21)输入至第一微处理器(22)，第一微处理器(22)计算后产生频率可调的方波控制信号，通过电源侧电路电力变换器驱动电路(23)驱动电源侧电路电力变换器功率开关，第三感应电压检测线圈(24)、第四感应电压检测线圈(25)与第二耦合线圈(9)同轴同平面，第三感应电压检测线圈(24)的非同名端和第四感应电压检测线圈的(25)非同名端连接，第三感应电压检测线圈(24)的同名端与第四感应电压检测线圈(25)的同名端连接至第二信号采集调理电路(26)的第一个输入端，第二电流采样电阻(11)的两端连接至第二信号采集调理电路(26)的第二个输入端，负载侧电路电力变换器的交流端连接至第二信号采集调理电路(26)的第三个输入端，第二滤波稳压电容(16)两端连接至第二信号采集调理电路(26)的第四个输入端，第二信号采集调理电路(26)的输出端经第二数模转换器(27)输入至第二微处理器(28)，第二微处理器(28)计算处理后产生低频脉宽调制信号，经过负载侧电路电力变换器驱动电路(29)驱动负载侧电路电力变换器的功率开关。
2.如权利要求1所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，其特征在于电能发射端高频逆变电源频率选择范围为20kHz至500kHz。
3.如权利要求1所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，其特征在于第一耦合线圈(8)、第二耦合线圈(9)，第一感应电压检测线圈(18)、第二感应电压检测线圈(19)、第三感应电压检测线圈(24)和第四感应电压检测线圈(25)采用平面环形线圈，线圈均采用高品质因数利兹线绕制而成。
4.如权利要求1所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，其特征在第一补偿电容(6)与第二补偿电容(10)采用高稳定性的高压瓷片电容。
5.如权利要求1-4任何一项所述的一种基于低频PWM整流器的V2G无线电能双向传输装置，其特征在于第一电流采样电阻(7)和第二电流采样电阻(11)均采用阻值为50mΩ、温漂低于10ppm/℃纯阻性精密电阻。
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