CN102570560B - V2g双向功率变换电动汽车充放电***及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了智能电网技术领域的V2G双向功率变换电动汽车充放电***及其控制方法。本发明采用单相或三相电压型PWM变流器(VSC)为第一级功率变换电路，实现交流电网与第1直流母线之间的能量变换；采用对称半桥LLC谐振式双向直流-直流(DC/DC)变换器作为第二级功率变换电路，实现直流母线与动力电池组之间的能量变换。本发明的有益效果是：一级功率变换电路的变换器电网侧电流接近正弦波，谐波含量小；二级功率变换电路提高了变换效率、动态性能以及功率密度，缩减了电动汽车充放电装置的体积和重量，有效提高***的安全性、可靠性以及经济性。
Description
技术领域
本发明属于智能电网技术领域，特别涉及V2G双向功率变换电动汽车充放电***及其控制方法。
背景技术
随着电网智能水平以及电动汽车保有量的大幅提高，未来大量的电动汽车车载电池可能成为智能电网中的分布式储能单元，统计表明，一台电动汽车95％的时间处于停驶状态，车主可以在电网非高峰负荷时段由电网为电动汽车车载电池充电，而在电网高峰负荷时段由电动汽车车载电池向电网提供电能，以获得差价。在车主和***调度员之间，这种通过实时电价和智能电表来实现智能充放电管理的技术就是V2G(Vehicle to Grid)技术。V2G技术的应用能够有效地调节电网的峰谷差，降低传统调峰备用发电容量，提高电网利用效率；我国2011年风电总装机容量达到0.418亿kW，汽车保有量已突破1亿辆；若所有汽车按电动汽车充电机主电路的功率换算，电动汽车充电机总容量是我国风电总装机容量的近10倍，假如其中的1/5，即0.2亿辆汽车为电动汽车，它们的车载电池将足以存储我国所有风电厂发出的电能，巨大的电动汽车储能效能相当于增加了***的有效备用容量，将有效地平抑可再生能源发电输出功率的波动，促进电网接纳波动的可再生能源发电功率，为增强电网的调节能力提供新的途径；而且成百上千的电动汽车还可以组成微电网运行，在紧急状况下还可以作为应急电源，为微电网的安全运行提供有效的支撑。
传统充电机采用可控硅桥式整流电路构成充电主回路实现蓄电池充电功能，但不足之处是功率变换采用工频相控方式，导致交流电流波形畸变严重，谐波分量大；功率因数低，且不可控；而且，采用工频变压器变换电压和电气隔离，损耗大，造成整机能量变换效率低，还大量消耗有色金属，成本高。
与传统的可控硅整流相控技术相比，PWM高频逆变技术是一种全新的电力电子变流技术。理论分析和实践经验表明，电磁器件(变压器、电感和电容等)的体积和质量均与供电频率的平方根成反比，当工作频率从工频50Hz提高到20kHz(即工作频率提高400倍)，电磁器件的体积、质量将下降至工频设计值的5-10％。因此，高频化使电源类设备具有效率高、噪音低、体积小、动态性能好、成本低等优势，是必然的发展方向。
根据工作原理的不同，DC/DC功率变换可以划分为正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构形式。对称反激式变换器因其结构最简单，低成本，以及良好的瞬态响应等优点，非常适合于小功率应用场合；推挽式变换器结构简单，但开关管需承受两倍的输入电压，另外还要加上由于高频变压器漏感引起的脉冲电压峰值，故只适合于变换器工作电压比较低的场合；桥式DC/DC变换器可以实现所需的大变比，且能满足不同功率等级的应用需求，因而适合中、大功率场合的应用。
目前，PWM高频全桥逆变技术已经成为电动汽车充电机的主流技术，其主电路主要由四部分组成：1)防雷及输入滤波器电路：其作用主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰；2)一次整流与滤波电路：将交流电压源变换为直流脉动电压源，滤波后变为较平滑的一次直流电压源，供下一级变换；3)逆变电路：将整流滤波后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，逆变变压器的体积、重量与输出功率之比越小；4)二次整流与滤波电路：将高频交流电再次整流和滤波，通过电压(或电流)闭环控制，输出稳定可靠的直流电压(或电流)；通过电池管理***的通信管理，达到对车载电池不同工况下的充电模式要求。
但是，进一步分析电动汽车充电机的电路拓扑，可以看出，普通的电动汽车充电机尚不具备将电能回馈电网的能力。
发明内容
本发明针对上述缺陷公开了V2G双向功率变换电动汽车充放电***及其控制方法。本发明主电路采用单相或三相电压型PWM变流器(VSC)为第一级功率变换电路，实现交流电网与第1直流母线之间的能量变换，简称为“交流-直流(AC/DC)变换器”；采用对称半桥LLC谐振式双向直流-直流(DC/DC)变换器作为第二级功率变换电路，实现直流母线与动力电池组之间的能量变换，简称为“双向DC/DC变换器”。
V2G双向功率变换电动汽车充放电***包括单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***和三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***；
单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的结构如下：单相交流电源、单相电压型PWM变流器、第1直流母线、对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器和第2直流母线级联；
单相交流电源火线经线性电感接入一相桥臂的上下臂连接处，零线直接接另一相桥臂的上下臂连接处，C11直流滤波电容并联连接在第1直流母线的正极和第1直流母线的负极之间，C12直流滤波电容和动力电池组均并联连接在第2直流母线的正极母线和第2直流母线的负极母线之间；
三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的结构如下：三相交流电源A相、三相交流电源B相和三相交流电源C相均连接至三相电压型PWM变流器对应相桥臂的中点，三相电压型PWM变流器、第1直流母线、对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器和第2直流母线级联；
三相交流电源A相(Ua)火线经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，三相交流电源B相(Ub)火线经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，三相交流电源C相(Uc)火线经Lc线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处；C11直流滤波电容并联连接在第1直流母线的正极和第1直流母线的负极之间，C12直流滤波电容和动力电池组均并联连接在第2直流母线的正极母线和第2直流母线的负极母线之间。
所述单相电压型PWM变流器的结构如下：采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；两个桥臂并联组成单相全桥，直流侧并联C11直流滤波电容；
所述三相电压型PWM变流器的结构如下：采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；三个桥臂并联组成三相桥式电路，直流侧并联C12直流滤波电容。
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送；对称半桥LLC谐振式双向DC/DC变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络级联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称。
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器通过T高频变压器实现交流供电***与动力电池组的电气隔离。
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下：反并联VD5快恢复二极管的V5开关管与反并联VD6快恢复二极管的V6开关管串联，然后与C11直流滤波电容并联；
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下：VD13二极管串联VD14二极管，VD9二极管串联VD10二极管，C1分体谐振电容串联C2分体谐振电容，上述三者并联连接在第1直流母线的正极(S1+)和第1直流母线的负极(S1-)之间，L1谐振电感的一端接VD9二极管、VD10二极管、C1分体谐振电容和C2分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD13二极管、VD14二极管和T高频变压器原边绕组一端的公共节点；T高频变压器原边绕组另一端连接V5开关管和V6开关管的公共节点；
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下：VD7二极管、VD8二极管，VD15二极管和VD16二极管组成单相全桥整流器回路，然后与C12直流滤波电容并联。
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD13二极管和VD14二极管串联为L1谐振电感提供过电压保护；VD15二极管和VD16二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并旁路L2谐振电感；
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD15二极管和VD16二极管串联为L2谐振电感提供过电压保护；VD13二极管和VD14二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并旁路L1谐振电感。
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD9二极管和VD10二极管串联为C1分体谐振电容和C2分体谐振电容提供过电压保护；VD11二极管和VD12二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；
所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD11二极管和VD12二极管串联为C3分体谐振电容和C4分体谐振电容提供过电压保护；VD9二极管和VD10二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。
所述C1分体谐振电容与C2分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C1分体谐振电容与C2分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；
所述C3分体谐振电容与C4分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C3分体谐振电容与C4分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。
V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法和三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法；
单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括以下步骤：
1)从单相交流电源火线取电压信号，电压信号经锁相环同步跟踪，得到实际电压信号的相角信号θ，将相角信号θ送至空间矢量相位计算模块进行计算，得到sinθ的数值和cosθ的数值，将sinθ的数值和cosθ的数值分别送至αβ/dq变换器和dq/αβ变换器；
2)从单相交流电源火线取电流信号经iα-iβ信号生成电路和αβ/dq变换器得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号
和iq经第一加法器运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI调节器得到q轴电压给定信号
将
输入到dq/αβ变换器中；
3)第一直流电压电流采集模块采集第1直流母线电压udc1，第一直流电压电流采集模块起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值通过第三加法器形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器中，经电压调节器比例、积分运算后得到d轴电流给定信号
id和
通过第二加法器运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号
和q轴电压给定信号变换为αβ两相静止坐标系下
信号和
信号；
4)αβ/abc变换器进一步将αβ两相静止坐标系下
信号和
信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、信号和信号，再经PWM信号生成模块得到四路PWM调制信号；
5)第一直流电压电流采集模块得到第1直流母线的负极母线上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线上的电流给定值
通过第四加法器运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线上的电流给定值
第2直流母线的负极母线上电流Idc2和经第五加法器运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器进行比例、积分调节后，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器的反向变换端；
6)第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线和负极母线之间，用于检测第2直流母线的正极母线和负极母线之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号
通过第七加法器求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值
通过第八加法器求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器的恒流模式端子，模式变换器进行模式选择，经第五PI调节器进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器求得误差信号，将该误差信号输入到功率变换方向控制器的正向变换端；
7)功率变换方向控制器确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号；
所述三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括以下步骤：
1)从三相交流电源A相(Ua)火线、三相交流电源B相(Ub)火线和三相交流电源C相(Uc)火线取三相电压信号和三相电流信号，经3/2变换器实现三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换，得到uα信号、uβ信号、iα信号和iβ信号，uα信号和uβ信号经相角计算模块计算后得到θ的正弦函数值sinθ、余弦函数值cosθ，将sinθ和cosθ送至dq/αβ变换器中；
2)iα信号和iβ信号经αβ/dq变换器得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号
和iq经第一加法器运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI调节器得到q轴电压给定信号
将输入到dq/αβ变换器中；
3)第一直流电压电流采集模块采集第1直流母线电压udc1，第一直流电压电流采集模块起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值
通过第三加法器形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器中，经电压调节器比例、积分运算后得到d轴电流给定信号
id和
通过第二加法器运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号
和q轴电压给定信号变换为αβ两相静止坐标系下
信号和信号；
4)αβ/abc变换器进一步将αβ两相静止坐标系下
信号和
信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、
信号和
信号，再经PWM信号生成模块得到六路PWM调制信号；
5)第一直流电压电流采集模块得到第1直流母线的负极母线上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线上的电流给定值
通过第四加法器运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线上的电流给定值
第2直流母线的负极母线上电流Idc2和
经第五加法器运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器进行比例、积分调节后，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器的反向变换端；
6)第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线和负极母线之间，用于检测第2直流母线的正极母线和负极母线之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号
通过第七加法器求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值
通过第八加法器求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器的恒流模式端子，模式变换器进行模式选择，经第五PI调节器进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器求得误差信号，将该误差信号输入到功率变换方向控制器的正向变换端；
7)功率变换方向控制器确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号。
本发明的有益效果是：一级功率变换电路在维持直流母线电压恒定，自动实现交流电网与直流母线之间能量双向调节的基础上，还实现了单位功率因数(UPF)和正弦波交流电流、低谐波(变换器电网侧电流接近正弦波，谐波含量小)；二级功率变换电路采用对称半桥LLC谐振式双向直流变换器提高了变换效率、动态性能以及功率密度，缩减了电动汽车充放电装置的体积和重量，并通过高频逆变变压器将交流***与动力电池组的电气联系完全隔离开来，有效提高***的安全性、可靠性以及经济性。
附图说明
图1为V2G双向功率变换电动汽车充放电***框图；
图2为单相充放电主电路拓扑；
图3为三相充放电主电路拓扑；
图4为单相充放电主电路拓扑控制方法框图；
图5为三相充放电主电路拓扑控制方法框图；
图6为对称半桥LLC谐振式双向直流变换器正向传送时基本电路。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进一步详细说明。
如图1所示，本发明公开了V2G双向功率变换电动汽车充放电***及其控制方法。主电路采用单相或三相电压型PWM变流器(VSC)为一级功率变换电路，实现交流电网与第1直流母线(由第1直流母线的正极母线S1+和第1直流母线的负极母线S1-组成)之间的能量变换，简称为“AC/DC变换器”；采用对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器作为二级功率变换电路，实现直流母线与EV动力电池组之间的能量变换，简称为“DC/DC变换器”；AC/DC变换器和DC/DC变换器通过第1直流母线并联连接。V2G双向功率变换电动汽车充放电***实现交流侧电压、电流的采集，AC/DC变换器的SVPWM双闭环控制，DC/DC变换器的双向闭环控制和双向变换控制，以及EV动力电池组的电压、电流等蓄电池充放电信息采集。
如图2所示，单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的结构如下：单相交流电源U、单相电压型PWM变流器、第1直流母线(由第1直流母线的正极母线S1+和第1直流母线的负极母线S1-组成)、对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器和第2直流母线(由第2直流母线的正极母线S2+和第2直流母线的负极母线S2-组成)级联；
单相交流电源U火线经线性电感L接入一相桥臂的上下臂连接处，零线直接接另一相桥臂的上下臂连接处，C11直流滤波电容并联连接在第1直流母线的正极S1+和第1直流母线的负极S1-之间，C12直流滤波电容和动力电池组均并联连接在第2直流母线的正极母线S2+和第2直流母线的负极母线S2-之间；
单相电压型PWM变流器的结构如下：V1功率开关管和VD1反并联二极管构成第一上臂，V2功率开关管和VD2反并联二极管构成第一下臂，V3功率开关管和VD3反并联二极管构成第二上臂，V4功率开关管和VD4反并联二极管构成第二下臂；第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂，两个桥臂并联组成单相全桥；直流侧并联C11直流滤波电容，单相交流电源U火线经线性电感L接入第一桥臂的上下臂连接处，零线直接接第二桥臂的上下臂连接处。
如图3所示，三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的结构如下：三相交流电源A相Ua、三相交流电源B相Ub和三相交流电源C相Uc均连接至三相电压型PWM变流器对应相桥臂的中点，三相电压型PWM变流器、第1直流母线(由第1直流母线的正极母线S1+和第1直流母线的负极母线S1-组成)、对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器和第2直流母线(由第2直流母线的正极母线S2+和第2直流母线的负极母线S2-组成)级联；
三相交流电源A相Ua火线经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，三相交流电源B相Ub火线经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，三相交流电源C相Uc火线经Lc线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处；C11直流滤波电容并联连接在第1直流母线的正极S1+和第1直流母线的负极S1-之间，C12直流滤波电容和动力电池组均并联连接在第2直流母线的正极母线S2+和第2直流母线的负极母线S2-之间。
三相电压型PWM变流器的结构如下：V17率开关管和VD17反并联二极管构成第一上臂，V18率开关管和VD18反并联二极管构成第一下臂，V19功率开关管和VD19反并联二极管构成第二上臂，V20功率开关管和VD20反并联二极管构成第二下臂，V21功率开关管和VD21反并联二极管构成第三上臂，V22功率开关管和VD22反并联二极管构成第三下臂，第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂，第三上臂和第三下臂串联构成第三桥臂，三个桥臂并联组成三相桥式电路；直流侧并联C11直流滤波电容，第一三相交流电源Ua火线经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，第二三相交流电源Ub火线经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，第三三相交流电源Uc火线经Lc线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处，中性点为N。
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送，设变换器的正向功率变送是功率从端口1-1′向端口2-2′方向的变送，变换器的逆向功率变送是功率从端口2-2′向端口1-1′方向的变送。对称半桥LLC谐振式双向DC/DC变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称，T高频变压器的变比为1∶1。
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器通过T高频变压器实现交流供电***(指单相交流电源或三相交流电源)与动力电池组的电气隔离。
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下：反并联VD5快恢复二极管的V5开关管与反并联VD6快恢复二极管的V6开关管串联，然后与C11直流滤波电容并联；
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下：VD13二极管串联VD14二极管，VD9二极管串联VD10二极管，C1分体谐振电容串联C2分体谐振电容，上述三者并联连接在第1直流母线的正极(S1+)和第1直流母线的负极(S1-)之间，L1谐振电感的一端接VD9二极管、VD10二极管、C1分体谐振电容和C2分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD13二极管、VD14二极管和T高频变压器原边绕组一端的公共节点；T高频变压器原边绕组另一端连接V5开关管和V6开关管的公共节点；
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下：VD7二极管、VD8二极管，VD15二极管和VD16二极管组成单相全桥整流器回路，然后与C12直流滤波电容并联。
当高频变压器一侧的开关网络、谐振网络起作用时，另一侧的开关网络、谐振网络自动演化为整流器-负载网络，两侧网络一同构成完整的LLC谐振变换器，实现该方向的功率变换；由于结构完全对称，逆向也成立，当进行逆向变换时，拓扑结构将自动重构，组成逆向LLC谐振变换器，实现逆向的功率变换。
同时对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD13二极管和VD14二极管串联为L1谐振电感提供过电压保护；VD15二极管和VD16二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并旁路L2谐振电感；对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD15二极管和VD16二极管串联为L2谐振电感提供过电压保护；VD13二极管和VD14二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并旁路L1谐振电感。
总体来说，在T高频变压器的一侧，二极管可以作为谐振网络中谐振电感的简单、廉价的过电压保护；而同时在另一侧，对称位置的二极管自动转换为单相全桥整流器的一条整流臂，并将同侧此时不用的谐振电感从主电路上分离出去，避免在输出侧回路产生大的内阻抗压降，从而，相关的二极管具有钳位保护、整流以及自动分离输出回路内阻抗等复合功能作用。
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD9二极管和VD10二极管串联为C1分体谐振电容和C2分体谐振电容提供过电压保护；VD11二极管和VD12二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；
对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD11二极管和VD12二极管串联为C3分体谐振电容和C4分体谐振电容提供过电压保护；VD9二极管和VD10二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。
C1分体谐振电容与C2分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C1分体谐振电容与C2分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；
C3分体谐振电容与C4分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C3分体谐振电容与C4分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。
如图6所示为对称半桥LLC谐振式双向DC/DC变换器进行正向功率变送时的基本电路，此时，T高频变压器等效为Lm原边激磁电感与理想高频变压器的并联，它由开关网络、谐振网络以及整流器-负载网络串联组成。
开关网络的连接关系如下：反并联VD5快恢复二极管的V5开关管与反并联VD6快恢复二极管的V6开关管串联，然后与C11直流滤波电容并联。
谐振网络的连接关系如下：C1分体谐振电容串联C2分体谐振电容，L1谐振电感的一端接C1分体谐振电容和C2分体谐振电容的公共节点，其另一端接Lm原边激磁电感；Lm原边激磁电感连接V5开关管和V6开关管的公共节点，Lm原边激磁电感与理想变压器并联。谐振网络主要相当于一个分压器，其阻抗随工作频率的变化而变化。
在T高频变压器副边，整流器-负载网络的连接关系如下：VD7二极管与VD8一极管与串联构成一条整流臂，在两者中间连接高频变压器副边绕组的一端；VD15二极管与VD16二极管串联构成另一条整流臂，在两者中间连接高频变压器副边绕组的另一端；两条整流臂共阴极、共阳极连接，再与C12流滤波电容并联。
V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法和三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法；如图4所示，单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括以下步骤：
1)从单相交流电源U火线取电压信号，电压信号经锁相环(PLL)1同步跟踪，得到实际电压信号的相角信号θ，将相角信号θ送至空间矢量相位计算模块2进行计算，得到sinθ的数值和cosθ的数值，将sinθ的数值和cosθ的数值分别送至αβ/dq变换器4和dq/αβ变换器11；
2)从单相交流电源U火线取电流信号经iα-iβ信号生成电路3和αβ/dq变换器4得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号
和iq经第一加法器6运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI(比例-积分)调节器8得到q轴电压给定信号
将输入到dq/αβ变换器11中；
3)第一直流电压电流采集模块12采集第1直流母线电压udc1(C11直流滤波电容两端电压)，第一直流电压电流采集模块12起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值
通过第三加法器14形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器13中，经电压调节器13比例、积分运算后得到d轴电流给定信号
id和
通过第二加法器7运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器9比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器11将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号
和q轴电压给定信号
变换为αβ两相静止坐标系下
信号和
信号；
4)αβ/abc变换器10进一步将αβ两相静止坐标系下信号和
信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、
信号和
信号，再经PWM信号生成模块5得到四路PWM调制信号；
5)第1直流母线电流传感器接于第1直流母线的负极母线S1-上，它位于第1直流母线与直流滤波电容C11交点以下，起到传感直流电流信号的作用，第一直流电压电流采集模块12得到第1直流母线的负极母线S1-上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线S1-上的电流给定值通过第四加法器15运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器16进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线S2-上的电流给定值
第2直流母线的负极母线S2-上电流Idc2和经第五加法器17运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器18进行比例、积分调节后(实现了反向变换控制)，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器21的反向变换端；
6)第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线S2+和负极母线S2-之间，用于检测第2直流母线的正极母线S2+和负极母线S2-之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线S2-上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块27进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号通过第七加法器25求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器24的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值
通过第八加法器26求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器24的恒流模式端子，模式变换器24进行模式选择，经第五PI调节器23进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器22求得误差信号(实现了正向变换控制)，将该误差信号输入到功率变换方向控制器21的正向变换端；
7)功率变换方向控制器21确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器20进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块19形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号，g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号分别用于驱动V5开关管和V6开关管、V8开关管和V7开关管；
如图5所示，三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括以下步骤：
1)从三相交流电源A相Ua火线、三相交流电源B相Ub火线和三相交流电源C相Uc火线取三相电压信号和三相电流信号，经3/2变换器31实现三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换，得到uα信号、uβ信号、iα信号和iβ信号，uα信号和uβ信号经相角计算模块32计算后得到θ的正弦函数值sinθ、余弦函数值cosθ，将sinθ和cosθ送至dq/αβ变换器11中；
2)iα信号和iβ信号经αβ/dq变换器4得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号和iq经第一加法器6运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI(比例-积分)调节器8得到q轴电压给定信号
将
输入到dq/αβ变换器11中；
3)第一直流电压电流采集模块12采集第1直流母线电压udc1(C11直流滤波电容两端电压)，第一直流电压电流采集模块12起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值
通过第三加法器14形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器13中，经电压调节器13比例、积分运算后得到d轴电流给定信号
id和
通过第二加法器7运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器9比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器11将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号
和q轴电压给定信号
变换为αβ两相静止坐标系下信号和
信号；
4)αβ/abc变换器10进一步将αβ两相静止坐标系下
信号和信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、
信号和
信号，再经PWM信号生成模块5得到六路PWM调制信号；
5)第1直流母线电流传感器接于第1直流母线的负极母线S1-上，它位于第1直流母线与直流滤波电容C11交点以下，起到传感直流电流信号的作用，第一直流电压电流采集模块12得到第1直流母线的负极母线S1-上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线S1-上的电流给定值
通过第四加法器15运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器16进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线S2-上的电流给定值
第2直流母线的负极母线S2-上电流Idc2和
经第五加法器17运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器18进行比例、积分调节后(实现了反向变换控制)，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器21的反向变换端；
6)第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线S2+和负极母线S2-之间，用于检测第2直流母线的正极母线S2+和负极母线S2-之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线S2-上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块27进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号
通过第七加法器25求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器24的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值
通过第八加法器26求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器24的恒流模式端子，模式变换器24进行模式选择，经第五PI调节器23进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器22求得误差信号(实现了正向变换控制)，将该误差信号输入到功率变换方向控制器21的正向变换端；
7)功率变换方向控制器21确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器20进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块19形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号，g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号分别用于驱动V5开关管和V6开关管、V8开关管和V7开关管。
Claims (1)
1.一种V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法，V2G双向功率变换电动汽车充放电***包括单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***和三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***，其中单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***由单相电压型PWM变换器和对称半桥LLC谐振式双向直流－直流变换器级联构成，其中三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***由三相电压型PWM变换器和对称半桥LLC谐振式双向直流－直流变换器级联构成；
其特征在于，V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法包括单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法和三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法；
所述单相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法的具体步骤为：
1）从单相交流电源（U）火线取电压信号，电压信号经锁相环（1）同步跟踪，得到实际电压信号的相角信号θ，将相角信号θ送至空间矢量相位计算模块（2）进行计算，得到sinθ的数值和cosθ的数值，将sinθ的数值和cosθ的数值分别送至αβ/dq变换器（4）和dq/αβ变换器（11）；
2）从单相交流电源（U）火线取电流信号经iα-iβ信号生成电路（3）和αβ/dq变换器（4）得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号
和iq经第一加法器（6）运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI调节器（8）得到q轴电压给定信号
将
输入到dq/αβ变换器（11）中；
3）第一直流电压电流采集模块（12）采集第1直流母线电压udc1，第一直流电压电流采集模块（12）起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值
通过第三加法器（14）形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器（13）中，经电压调节器（13）比例、积分运算后得到d轴电流给定信号id和
通过第二加法器（7）运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器（9）比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器（11）将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号和q轴电压给定信号
变换为αβ两相静止坐标系下
信号和
信号；
4）αβ/abc变换器（10）进一步将αβ两相静止坐标系下
信号和信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、
信号和
信号，再经PWM信号生成模块（5）得到四路PWM调制信号；
5）第一直流电压电流采集模块（12）得到第1直流母线的负极母线（S1-）上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线（S1-）上的电流给定值
通过第四加法器（15）运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器（16）进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线（S2-）上的电流给定值
第2直流母线的负极母线（S2-）上电流Idc2和
经第五加法器（17）运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器（18）进行比例、积分调节后，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器（21）的反向变换端；
6）第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线（S2+）和负极母线（S2-）之间，用于检测第2直流母线的正极母线（S2+）和负极母线（S2-）之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线（S2-）上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块（27）进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号
通过第七加法器（25）求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器（24）的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值通过第八加法器（26）求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器（24）的恒流模式端子，模式变换器（24）进行模式选择，经第五PI调节器（23）进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器（22）求得误差信号，将该误差信号输入到功率变换方向控制器（21）的正向变换端；
7）功率变换方向控制器（21）确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器（20）进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块（19）形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号；
所述三相V2G双向功率变换电动汽车充放电***的控制方法的具体步骤为：
1）从三相交流电源A相（Ua）火线、三相交流电源B相（Ub）火线和三相交流电源C相（Uc）火线取三相电压信号和三相电流信号，经3/2变换器（31）实现三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换，得到uα信号、uβ信号、iα信号和iβ信号，uα信号和uβ信号经相角计算模块（32）计算后得到θ的正弦函数值sinθ、余弦函数值cosθ，将sinθ和cosθ送至dq/αβ变换器（11）中；
2）iα信号和iβ信号经αβ/dq变换器（4）得到dq同步旋转坐标系下的直轴信号分量id和交轴信号分量iq，q轴电流给定信号和iq经第一加法器（6）运算后形成误差信号，该误差信号经第一PI调节器（8）得到q轴电压给定信号
将
输入到dq/αβ变换器（11）中；
3）第一直流电压电流采集模块（12）采集第1直流母线电压udc1，第一直流电压电流采集模块（12）起到电气隔离和系数变换的作用，udc1和第1直流母线电压给定值
通过第三加法器（14）形成误差信号，将误差信号输入至电压调节器（13）中，经电压调节器（13）比例、积分运算后得到d轴电流给定信号id和
通过第二加法器（7）运算后形成误差信号，该误差信号经第二PI调节器（9）比例、积分运算后得到d轴电压给定信号
dq/αβ变换器（11）将同步旋转坐标系下的d轴电压给定信号
和q轴电压给定信号
变换为αβ两相静止坐标系下
信号和
信号；
4）αβ/abc变换器（10）进一步将αβ两相静止坐标系下
信号和
信号变换为abc三相静止坐标系下
信号、
信号和
信号，再经PWM信号生成模块（5）得到六路PWM调制信号；
5）第一直流电压电流采集模块（12）得到第1直流母线的负极母线（S1-）上的工作电流信号Idc1，Idc1和第1直流母线的负极母线（S1-）上的电流给定值
通过第四加法器（15）运算后得误差信号，该误差信号经第三PI调节器（16）进行比例、积分调节后，得到第2直流母线的负极母线（S2-）上的电流给定值第2直流母线的负极母线（S2-）上电流Idc2和经第五加法器（17）运算得误差信号，该误差信号经第四PI调节器（18）进行比例、积分调节后，得到第2直流母线上的控制信号，将该控制信号输入至功率变换方向控制器（21）的反向变换端；
6）第2直流母线电压传感器接于第2直流母线的正极母线（S2+）和负极母线（S2-）之间，用于检测第2直流母线的正极母线（S2+）和负极母线（S2-）之间的电压；第2直流母线电流传感器接于第2直流母线负极母线（S2-）上，用于检测第2直流母线的电流，上述电流和电压经第二直流电压电流采集模块（27）进行电气隔离和系数变换后，得到第2直流母线的检测电压Udc2和第2直流母线上的检测电流Idc2，Udc2和第2直流母线电压给定信号
通过第七加法器（25）求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器（24）的恒压模式端子，第2直流母线上的电流Idc2和第2直流母线上的电流给定值
通过第八加法器（26）求得误差信号，将该误差信号输入至模式变换器（24）的恒流模式端子，模式变换器（24）进行模式选择，经第五PI调节器（23）进行比例、积分调节后，得到第1直流母线上的电流给定值
和第1直流母线上的工作电流Idc1通过第六加法器（22）求得误差信号，将该误差信号输入到功率变换方向控制器（21）的正向变换端；
7）功率变换方向控制器（21）确定功率的正反向变换，再经电压频率变换器（20）进行电压到频率的变换，后经驱动信号生成模块（19）形成具有180°占空比的上下桥臂互补信号，最终生成g1驱动信号、g2驱动信号、g3驱动信号和g4驱动信号。
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