CN106461758A - 带有优化的中间数据存储的雷达*** - Google Patents

带有优化的中间数据存储的雷达*** Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种机动车辆中的驾驶员辅助***用的雷达***。按照本发明，雷达***在使用周期性线性调频和多维离散傅里叶变换时具有中间数据的优化存储。

Description

带有优化的中间数据存储的雷达***
技术领域
本发明涉及一种机动车辆中的驾驶员辅助***用的雷达***。按照本发明，优化了雷达***在使用周期性线性调频和多维离散傅里叶变换时中间数据的存储。
背景技术
越来越多的机动车辆配备了驾驶员辅助***，这类驾驶员辅助***借助传感器***探测周围环境，从由此识别的交通状况中得出车辆的自动反应和/或对驾驶员作出指示、尤其是警告。在此，分为舒适性功能和安全性功能。
在目前研发的***中，FSRA(全速范围自适应巡航控制)作为一项舒适性功能发挥着最重要的作用。在交通情况允许时，车辆会将自身速度控制在驾驶员预先设定的期望速度上，否则自身速度将自动调整得与实际交通情况相符。
除了提高舒适度外，安全性功能也日益得到重视，其焦点主要集中在降低紧急情况下的制动距离上。相应的驾驶员辅助功能从用以降低制动延迟的制动器自动预填充功能(Prefill)，经由被改进的制动辅助功能(BAS+)，一直发展到自主紧急制动功能。
如今，雷达传感器主要用于上述类型的驾驶员辅助***。在天气条件较为恶劣的情况下，雷达传感器也能运转良好，除了目标/对象距离外，还能通过多普勒效应直接测量目标的相对速度。
为了能达到较高的探测质量，天线的排列和调频是关键。在此，带有多个发送和/或接收天线的天线阵，以及多个线性频率斜升的周期序列能实现最佳结果；借助多维傅里叶变换能处理在此出现的较高的数据量，但这需要较高的计算和存储容量。通过对半导体技术的持续开发，并且由于较高的时钟脉冲和较智能的执行，用于计算容量的成本比用于存储容量的成本降低得快，因此存储容量成本在传感器成本中所占的比例升高了。
发明内容
本发明的目的是降低在带有多个发送和/或接收天线的天线阵以及周期性线性调频中多维傅里叶变换所需的存储容量。
这一目的原则上借助根据权利要求1-10的雷达***和根据权利要求11-20的方法加以实现。
本发明的优势在于通过降低存储规格容量降低了成本、降低了芯片大小并降低了功率消耗。与此相反，在预给定的存储规格容量下则可提升多维傅里叶变换的规格，从而提高信号处理的分辨能力和/或积分增益，进而提高传感器的灵敏度。
这种用于机动车辆环境检测的雷达***优选包括：用于发射发送信号的发送装置，它带有一个或多个发送天线；用于接收在目标上反射的发送信号的接收装置，它带有一个或多个接收天线；以及用于处理所接收信号的信号处理装置，其中，所发射的发送功率的频率的调制方式为，使得所述频率包含相同坡度的K个线性斜升的序列，针对每一个频率斜升并行地和/或分别通过P个彼此相继的频率斜升(以下称为频率斜升组)串行地(即K/P次)，通过与一个振荡器信号混频以及扫描而获取发送和接收天线的多个组合(例如：i)一个发送天线发射发送功率，并且至少两个接收天线接收反射的辐射，或ii)n个(n＝1,2,….N)发送天线发射发送功率，并且一个或多个接收天线接收发送功率)的接收信号，在数字信号处理装置中，分别通过针对每一个频率斜升和针对发送和接收天线的每一个相应组合的扫描值例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第一次频谱分析，通过K个频率斜升存储针对其频率采样点的至少一部分的第一次频谱分析的结果，这些频率采样点是所谓的距离栅门(Entfernungstor)，之后对于针对每一个距离栅门和针对发送和接收天线的每一个组合通过频率斜升或频率斜升组存储的值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第二次频谱分析，将其结果通过发送和接收天线的不同组合做进一步处理(例如借助通过第三次离散傅里叶变换(DFT)进行的数字的射束成形)，其特征在于，将用于缩小存储空间的第一次频谱分析的结果以压缩方式存储，其中，发送和接收天线的多个组合的结果针对每一个距离栅门和频率斜升或频率斜升组都具有相同的缩放比例，因此，该缩放比例仅需存储一次，将这样缩放的值量化到比在信号处理中(尤其是进行频谱分析时)使用的位数小的位数并以所述降低的位数存储，将这些压缩后的值在进一步处理前(即第二次频谱分析前)重新解压缩。
优选地，雷达***的信号处理(尤其是频谱分析)可以以定点运算以二进制补码表示法进行。
优选地，值的共同缩放比例可由其最小数量的与最高位分别具有相同值的位来确定，并且为了进行缩放去掉这样确定的数量的前面的位。
优选可将值的共同缩放比例以及经缩放的值和量化为较低位数的值以共同的二进制字编码，其位数优选为二的幂。
优选可对于以共同的二进制字编码的经缩放的值采用不同的位数。有利地可在对于其位数预给定二的幂时最佳地利用所述位数。
优选可在对经缩放的值进行量化之前加上一个随机的数字。由此，量化误差可有利地对于频率斜升或频率斜升组和/或发送和接收天线的不同组合至少近似不关联。
可优选考虑，通过在进行量化前加上一个随机数字或通过取整在必要时匹配缩放。
优选地，对于每一个频率斜升或频率斜升组，发送和接收天线的多个组合的结果针对多个、优选两个相邻距离栅门可具有相同的缩放比例。因此该缩放比例有利地仅需存储一次。
优选可在数字信号处理装置中在进行压缩之前，对发送和接收天线的不同组合的不同灵敏度进行平衡。
优选可通过快速离散傅里叶变换(FFT)确定离散傅里叶变换(DFT)。
优选可提出一种用于机动车辆环境检测的雷达***的方法，该雷达***带有：用于发射发送信号的发送装置，它带有一个或多个发送天线；用于接收在目标上反射的发送信号的接收装置，它带有一个或多个接收天线；以及用于处理所接收信号的信号处理装置，其中，这样调制所发射的发送功率的频率，使得所述频率包含相同坡度的K个线性斜升的序列，针对每一个频率斜升并行地和/或分别通过P个彼此相继的频率斜升(以下称为频率斜升组)串行地(即K/P次)通过与一个振荡器信号混频以及扫描而获取发送和接收天线的多个组合(例如：i)一个发送天线发射发送功率，并且至少两个接收天线接收反射的辐射，或ii)n个(n＝1,2,….N)发送天线发射发送功率，并且一个或多个接收天线接收发送功率)的接收信号，在数字信号处理装置中，分别通过针对每一个频率斜升和针对发送和接收天线的每一个相应组合的扫描值例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第一次频谱分析，通过K个频率斜升存储针对其频率采样点的至少一部分的第一次频谱分析的结果，这些频率采样点是所谓的距离栅门，之后对于针对每一个距离栅门和针对发送和接收天线的每一个组合通过频率斜升或频率斜升组存储的值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第二次频谱分析，将其结果通过发送和接收天线的不同组合做进一步处理(例如借助通过第三次离散傅里叶变换(DFT)进行的数字的射束成形)，其特征在于，将用于缩小存储空间的第一次频谱分析的结果以压缩方式存储，其中，发送和接收天线的多个组合的结果针对每一个距离栅门和频率斜升或频率斜升组都具有相同的缩放比例，因此，该缩放比例仅需存储一次，将这样缩放的值量化到比在信号处理中(尤其是进行频谱分析时)使用的位数小的位数并以所述降低的位数存储，将这些压缩后的值在进一步处理前(即第二次频谱分析前)重新解压缩。
附图说明
图1展示了该雷达***的一种举例考察的实施案例。
图2展示了发送和接收信号的频率，它由所谓的频率斜升构成。
图3展示了在第一次离散傅里叶变换之前(左)以及第一次离散傅里叶变换之后(右)存在两个目标时的一个扫描的信号。
图4中展示了在距离栅门4中通过频率斜升旋转的复频谱值，刚好有一个目标位于该距离栅门中。
图5展示了在第二次离散傅里叶变换后的二维复值频谱。
图6阐述了四个接收天线上的不同相位及其与方位角的关系。
图7展示了进行三维离散傅里叶变换之前(左)的数据，以及在此之后(右)的三维复值频谱。
具体实施方式
图1中粗略描绘了一个雷达***，在此对该雷达***的一个示例性实施例进行考察。雷达***拥有一个用于发射发送信号的发送天线1.1和多个接收天线，尤其如图中所示有四个接收天线1.2，所述接收天线用于同时接收由目标反射的发送信号。所有天线(发送和接收天线)在仰角和方位角上射束形状相同。所述多个接收天线位于一个平面中，并且横向间距，即水平间距d相同。
由在GHz范围、尤其是24GHz范围内的高频振荡器1.3获取发送信号，所述高频振荡器可通过一个控制电压vSteuer更改其频率；在控制装置1.9中生成该控制电压。由天线接收的信号在实值的混频器1.5中与振荡器1.3的信号向下混频到低频范围。之后接收信号经历一个具有所示传递函数的带通滤波器1.6、一个放大器1.7、以及一个A/D模数转换器1.8；接着在一数字信号处理单元1.10中对所述接收信号做进一步处理。
为了可测量与目标的距离，如图2所示将高频振荡器的频率以及由此发送信号的频率非常迅速地做线性改变(例如在16μs内改变187.5MHz)；在此称为频率斜升。该频率斜升按周期重复(例如每20μs一个周期)；总共有例如1024次频率斜升。
在进行混频后以及进而也在A/D模数转换器上，针对每一个频率斜升和多个接收信道中的每一个，单一目标的接收信号都为一条正弦波；可借助图2对此进行下列说明：若目标相对于雷达***的径向相对速度为零，那么发送信号和接收信号之间的频率差Δf恒定不变，并与信号传播时间Δt成正比，从而与径向距离Δr＝c·Δt/2成正比，其中c为光速，参数1/2是考虑到，传播时间Δt涉及到波的往返；在前面举例说明的数字的情况下可得到频率差Δf＝2r/c·187.5MHz/16μs＝r·78.125kHz/m。由于在每一个接收信道内接收信号都与振荡器频率以及由此与发送频率混频，在混频器后分别得到一条频率为Δf的正弦波。该频率在MHz范围内，并在(径向)的相对速度不为零的情况下还移动了一个多普勒频率，但该多普勒频率仅在kHz范围内，因此相对于目标距离产生的频率分量来说基本可忽略不计。若存在多个目标，那么接收信号为不同频率的多条正弦波的叠加。
每一次频率斜升期间，在所有接收信道内例如以25ns(即以40MHz)的间隔分别扫描A/D模数转换器上的接收信号512次(参见图2)。如图2所示，仅在下述这样的时间范围内信号扫描才有意义：在该时间范围内，目标的接收信号出现在感兴趣的距离范围内——即在开始斜升后必须至少等待与最大程度感兴趣的距离相应的传播时间(当最大距离为200米时，这相应于1.25μs)。
之后通过每一次频率斜升以及每一个接收信道的例如512个扫描值构成快速傅里叶变换(FFT＝Fast Fourier Transform)形式的离散傅里叶变换(DFT)。由此可区分开位于导致不同频率的不同距离中的目标(见图3；左侧为存在两个目标时进行离散傅里叶变换之前的信号，右侧为离散傅里叶变换之后的信号；其中k为关于例如1024个频率斜升的控制变量，m为关于所述多个接收信道RXm的控制变量)。离散傅里叶变换的每一个离散频率采样点j都与距离r相符，因此像脉冲雷达一样也可称为距离栅门；在上述参数下，距离栅门刚好有一个间距，以及一个例如一米的宽度(用上面举例的数字计算，由r·78.125kHz/m＝1/(12.8μs)得到)。在存在有目标的距离栅门中，离散傅里叶变换时产生功率峰值。由于扫描的接收信号为实值并且模拟带通滤波器1.5的上过渡区具有例如8.765MHz的频率带宽(与112个频率采样点的范围相应)，因此仅可进一步处理所述512个离散频率采样点中的例如200个离散频率采样点(需要注意的是，滤波器上无法实现任意窄的过渡区)。滤波器1.5抑制小频率，从而抑制近目标的接收信号，以避免放大器1.6和A/D模数转换器1.7过调(天线上接收到的信号随目标间距的缩短而更强)。
通过例如1024次频率斜升(k＝0,1,…,1023)，在每一个接收信道m(m＝0,1,2,3)中针对每一个距离栅门j(即例如200个考察的频率采样点中的每一个)产生复频谱值e(j,k,m)。若在与距离栅门相符的距离内刚好存在一个目标，那么在该距离栅门j内的复频谱值通过例如1024次频率斜升以多普勒频率旋转，因为距离(在mm范围内或在此之下)以及由此所属波形的相位从一个频率斜升到另一个频率斜升发生相同形式的改变(见图4；在那里展示的对于每一个频率斜升45°的相位改变与目标距离改变λ/(8·2)＝0.78mm相符，其中波长λ＝c/24.15GHz＝12.4mm，分母上的因数2考虑到波的往返，由此产生相对速度vrel＝0.78mm/20μs＝140km/h)。同一个距离栅门内不同相对速度的多个目标通过如下方式分离，通过在例如1024次频率斜升中产生的复频谱值针对每一个接收信道和每一个距离栅门进行第二次离散傅里叶变换的计算。所述第二次离散傅里叶变换的每一个离散频率采样点I都与一组多普勒频率相符(由于多普勒频率的扫描，它仅会确定到扫描频率的未知的整数倍数上)以及与一组目标相对速度vrel相符，这样就可将第二次离散傅里叶变换的离散频率采样点称为相对速度栅门(在这里考察的列举的参数下，从可能的相对速度的组中总是仅有一个对于道路交通是有意义的或可能的——见图5)。第二次离散傅里叶变换并不仅是用于求得相对速度，所述第二次离散傅里叶变换还通过其积分提高探测灵敏度——在1024次频率斜升时大约可提高10·log10(1024)＝30dB。
在相对速度的所述第二次离散傅里叶变换(DFT)后，针对每一个接收信道都会产生一个二维复值频谱，其中，各个行可称作距离-相对速度-栅门，并通过目标分别在所属的距离-相对速度-栅门上出现功率峰值(见图5)。
最后再将来自多个接收信道(多个接收天线)的信息融合。源于发送天线的在各个目标上反射的波根据具有不同相位的方位角α到达例如四个接收天线m，m＝0、1、2、3，因为目标与接收天线之间的距离有轻微不同；由于接收天线水平等距，四个接收天线的相位差呈线性增加或减小(参见图6)。若不考虑恒定的且由此可抵偿的相位移，该相位差一直保持到第二次离散傅里叶变换后，以便能通过四个接收信道在每一个距离-相对速度-栅门内进行数字的射束成形。为此通过四个接收信道的复值构成总和，其分别乘以一组相位线性增加的复因数；由各因数组的线性相位改变而产生带有不同射束方向的发射瓣。这些发射瓣的射束宽度明显小于单个接收天线的射束宽度。通过一次8点离散傅里叶变换可实现上述求和，其中通过四个零补充了例如四个接收信道的例如四个值；该离散傅里叶变换(DFT)的离散频率值与不同方位角相符，因此可称作角度栅门n(例如n＝0、1、......7)。
在针对方位角的所述第三次离散傅里叶变换(DFT)后产生一个三维复值频谱，其中可将各个行称为距离-相对速度-角度-栅门，并通过目标在分别所属的距离-相对速度-角度-栅门上产生功率峰值(参见图7；左侧为三维离散傅里叶变换(DFT)前的数据，右侧为之后的数据)。因此通过确定功率峰值可探测目标，并求得其度量距离、相对速度(不考虑可能出现的多义性，见上)以及方位角。由于受离散傅里叶变换(DFT)开窗限定的功率峰值在相邻行中还具有电平，因此可通过内插法根据该电平确定目标度量，并且得到的结果比栅门宽度明显精确。需要注意的是，这样选择三次离散傅里叶变换(DFT)的窗口函数，使得一方面功率峰值不过宽(足够进行目标分离即可)，但另一方面窗口频谱的旁瓣也不过高(以便在存在强反射目标的情况下也能识别出弱反射的目标)。从功率峰值的高度还能估算出作为第四个目标度量的反射截断面，所述反射截断面说明目标反射的雷达波有多强。对目标的这里所述的探测以及所属目标度量的确定形成测量周期，并且给出环境的瞬时图；这例如大约全部30ms周期性重复。
上述方法的优势在于具有较高的分辨能力，从而实现较高的目标分离能力，因为可以一方面相互独立地并且另一方面以较高的分辨率求得测量参量距离、相对速度和方位角。缺点在于必须处理很大的数据量，这需要较高的计算和存储容量。通过对半导体技术的持续开发，并且由于有较高的节拍和较智能的执行，用于计算容量的成本比用于存储容量的成本降低得快。因此将上述方法在存储需求方面最优地进行设计是非常重要的。
在计算针对相对速度和方位角的第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)之前，必须针对所有例如1024个频率斜升和例如4个接收信道确定用于例如200个距离栅门的第一次离散傅里叶变换(DFT)。在该例子中所使用的数字信号处理单元1.10以二进制补码表示法以32位定点运算进行计算。由此，对于每一个复值需要8字节(2x32位，其中1字节＝8位)。因此通过例如1024个频率斜升、例如4个接收信道和例如200个距离栅门出现1024x4x200x8＝6553600字节的数据。为此所需的存储器仅会花费几欧元。
所以在此在针对距离测量的第一次离散傅里叶变换(DFT)之后进行数据压缩。为此将第一次离散傅里叶变换(DFT)的结果转化为所谓的伪浮点表示，下面对其做了解释：
对于每个频率斜升，在第一次离散傅里叶变换(DFT)后在每一个距离栅门中在例如4个接收信道上考察产生例如8个32位的实值数(4个实部和4个虚部——第一次离散傅里叶变换(DFT)后的值当然为复值)。通过二进制补码运算中的所述例如8个32位定点值现在分别确定在最高位之后有多少位与所述最高位在首次出现具有其他值的一个位之前具有相同的值(最高位也被称作MSB＝最高有效位，在二进制补码表示法时承载着符号信息)：对于例子11111110101110000000010000010111，在值为1的最高有效位后在第一个零出现前总共还有6个另外的1。由这8个数量的连续的与最高有效位具有相同值的位确定最小值，该最小值被称为块移位(Blockshift)。因此，在下面8个32位数字的例子中
11111110101110000000010000010111
11111111110100101000101110100101
00000000101010000101000100010010
11111011100010101000001000010001
00000101010100000111101010101010
11111111010101000000101010010100
00000000100001010010100001001010
11111101010010100001010010000001
得到一个4的块移位(第四个或第五个数字，其中在最高有效位(MSB)后仅有与最高有效位(MSB)具有相同值的4位)。将该块移位编码为8位二进制，即在上面的例子中即为00000100。
然后针对所述32位数字中的每一个去掉第一个块移位(即在上面的例子中为4)的位，并提取之后的7位，所述7位也可称为尾数；在此，若块移位大于25，那么后面仍用零扩充32位数字。将各7位的所述8个尾数与块移位的8位关联，由此在所谓的伪浮点表示法中得到一个64位值；用上述例子来说得到(为了更好地显示将各个部分用点分隔)：
00000100.1110101.1111110.0000101.1011100.0101010.1111010.0000100.1101010
因此该过程表示了如何将8个值统一缩放为块移位，并将缩放的值量化为7位。
需要注意的是，表示32位数字的块移位仅需5位就足够了；其在上述例子中仅“扩充”到8位，以便总共达到64位，因为在存储器中使用的位数通常为二的幂。当然也可在其他位置上嵌入所述三个未使用的位。
为了让所压缩的值需要尽量少的位，所有4个复信道值需要相同的块移位，即针对伪浮点表示法需要相同的缩放。因为所有的接收信道都面向相同的目标，所述接收信道至少在仅有一个目标的情况下在各距离栅门中具有相同电平，这样一来，通过对所有接收信道进行相同的缩放不会出现或至多仅会出现比在针对例如4个复接收信道值或其总共8个实值分量(实部和虚部)采用独立缩放值时稍微高的量化误差。上述说明，即至少在仅有一个目标的情况下在各距离栅门中接收信道具有相同电平，仅适用于其灵敏度相同时。若接收信道的模拟部分灵敏度不同(例如由于接收天线和混频器之间的导线长度不同)，那么可在数字信号处理中例如在进行第一次离散傅里叶变换(DFT)之前会通过与不同的因数相乘对其进行平衡。
上述将例如4个复接收信道值压缩为64位，这针对例如1024个频率斜升中的每一个和例如200个距离栅门中的每一个都执行。对此仅需1638400字节的存储器，所显示的降低额度达75％。
在通过所有频率斜升确定了第一次快速傅里叶变换(FFT)并如上所述以压缩的伪浮点表示法存储其结果后，再先后对于每个距离栅门进行针对相对速度和方位角的第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)计算，并确定和存储所述二个维度上的功率峰值。
由于再一次用二进制补码表示法以32位定点运算进行了所述计算，在第一次离散傅里叶变换(DFT)后压缩的数据被重新“打开”，即解压缩，下面对此做了说明：
针对各距离栅门，先后对例如1024个频率斜升的分别压缩到64位的数据进行读取。这些64位数字包含了4个接收信道的4个实部和4个虚部作为7位尾数并带有一个共同的8位块移位。为了能由此构成32位定点值，在尾数之前附上块移位次(即在上述例子中为4次)其最高位，并在尾数后用零填充至32位；若块移位大于25，就取消尾数的后面的位(所述位本来就是零)。在上述例子中，在之后得到下述8个实值的32位数字(用点标明尾数的位置)：
1111.1110101.000000000000000000000
1111.1111110.000000000000000000000
0000.0000101.000000000000000000000
1111.1011100.000000000000000000000
0000.0101010.000000000000000000000
1111.1111010.000000000000000000000
0000.0000100.000000000000000000000
1111.1101010.000000000000000000000
该值的前11个位与原始值相同，后21个位设为零，因此与原始值不同。
所述方法先通过相对速度和方位角的维度，即对于每个距离栅门确定功率峰值，并存储所述功率峰值。在这样通过所有距离栅门构成了功率峰值并存储后，在最后一步通过第三个维度距离最终确定功率峰值。
针对每一个距离栅门暂时存储功率峰值所需的存储器大大低于在第一次离散傅里叶变换(DFT)后的结果所需的存储器，因为最多只有几百个反射点。由此，在此所述的雷达方法中，主存储负载是第一次离散傅里叶变换(DFT)后的数据，通过在此所述的补偿机制可将所述数据的规模降低75％。
压缩时，丢失尾数后截断的位的信息内容。因此通过所述量化造成误差。在上述过程中进行简单的截断，而非取整。由此平均情况下造成尾数最低值位(LSB＝LeastSignificant Bit，最低有效位)的一半的误差。
通过取整代替截断可避免该平均误差。取整可这样实现：在截断之前将一个值与尾数最低有效位的一半相加；即在上述例子中为(用点标明尾数的位置)：
0000.0000000.100000000000000000000
分别与距离栅门相关的误差为通过压缩时进行量化产生的误差，在所有频率斜升上考察典型地大致大小相同。其原因在于，在一距离栅门中在所有持续总共20.48ms的频率斜升上对同一个目标进行探测(只要其相对速度不是极端高)，并且该时间内其电平几乎没有改变，由此一个距离栅门内块移位在所有频率斜升上大致大小相同。只要量化误差在频率斜升上是随机的，即没有关联的，则在第二次离散傅里叶变换(DFT)时所述量化误差在例如1024个频率斜升上不是相联系地积分；由此将第二次离散傅里叶变换(DFT)后信号功率与量化噪声功率之间的间隔提高了例如10·log10(1024)＝30dB。在进行四个接收信道上的第三次离散傅里叶变换(DFT)时，只要接收信道上的量化误差没有关联，例如就获得另外的10·log10(4)＝6dB。
由此将压缩的量化动态范围提高了6位(1位对应6dB；总共36dB的积分增益)；也就是说通过第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)的积分增益，尾数的7位上再增加了6位。
涉及那里最强的目标的在一个距离栅门内大约13位的所述动态范围远大于足够的水平，因为在同一距离栅门中强反射的目标本来就由于硬件特性的不理想(如振荡器发出相位噪音)以及其他信号处理假象(如离散傅里叶变换(DFT)窗函数的频谱旁瓣)降低动态范围并且因此可使得极其弱反射的目标看不见。
针对所有的距离当然需要较大的动态范围，尤其是因为近的目标比远的目标有更大的电平。但这与压缩的量化并不冲突，因为量化仅分别在距离栅门内在一定程度上适配地限制动态范围。
因此，由于有第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)的积分增益，可在压缩时让尾数的长度大大小于进行第三次离散傅里叶变换(DFT)计算时所用的数字长度(这里为32位)，从而节省了存储容量。
如上已经限制性所述，只有当量化噪声越过频率斜升和接收信道无关联(越过距离栅门不需要)时，针对压缩的量化噪声才具有第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)的积分增益。如果现在如在反射较大的情况下所得到的那样量化噪声超过由硬件(模拟元器件噪声)产生的***噪声，那么通常不产生所述非关联性，这例如可导致三维离散傅里叶变换(DFT)后不理想的功率峰值，即最后造成雷达图像中所谓的伪影探测。因此最好在量化(即尾数提取)之前将这样多的噪声相加，使得内在地确保非关联性。为此分别将在之后截断的位上延伸的随机数字相加；即所述随机数字采取来自间隔[0,尾数-LSB]的随机值。越过频率斜升和接收信道，所述随机数字是无关联的，越过距离栅门所述随机数字可以是相同的。上述例子中，现在，应对8个实值数字的第一个进行考察，在提取尾数之前将相应的随机数字与所述第一个相加(用点标明尾数位置)：
尾数由此从1110101变为1110110。
通过随机数字的所述相加(也通过半个尾数最低有效位的前述相加，用于取整代替截断)可得到尾数的溢出(针对尾数0111111)，即尾数最高位不再与原始数字的最高位相同，由此，块移位降低。应对该情况进行相应拦截，例如通过在有原始尾数0111111存在时将块移位提前降低1。
需要注意的是，可将相加的随机数字的长度例如降低到8位，因为量化误差于是始终仍足够不发生关联。
最后需要说明，当然也可将上述数据压缩转用于其他的***结构和/或通过可选特征实现；这里还列举了一些例子：
·迄今考察了对所有例如4个接收信道的数据的并行检测；为了减少所需硬件也可在混频器后嵌入一个多路复用器，由此，接收器至A/D模数转换器的低频部分仅须构造成单重的而非多重的；然后针对每一个频率斜升交替地分别仅还检测一个接收信道的数据：针对接收信道1的频率斜升1、5、9、......，针对接收信道2的频率斜升2、6、10、......，......；然后对于每一个距离栅门针对4个接收信道将彼此相继的4个频率斜升的数据分别进行合并，即频率斜升组1-4、5-9、......的数据，
·接收信道的上述串行的数据检测也可以类似地转用于具有接收天线和多个发送天线的雷达***；此外也可将压缩用于并行地通过多个接收天线以及串行地通过多个发送天线检测的数据，
·在尾数长度显著小时压缩的量化误差通常也足够小；例如可在16位的信号处理时以及在6个接收信道时，以4位块移位以及针对总共12个实部和虚部的5位尾数长度进行64位压缩，
·即使进行大于16位(例如24位)的信号处理，也可使用4位块移位，因为第一次离散傅里叶变换(DFT)通常还不需要信号处理的完全动态(只有第二次和第三次离散傅里叶变换(DFT)的另外的信号处理增益才需要完全动态)；之后需要将块移位限定在最大15上，
·尤其是为了对于块移位和尾数总地达到与二的幂相同的位数(因此通常设计存储器)，重要的可以是，并非所有尾数为长度相同；例如可在16位信号处理时以及在4个接收信道时，以4位块移位、针对4个实部的4位尾数长度和针对4个虚部的3位尾数长度达到32位压缩，
·迄今已经考察：分别针对每一个距离栅门总地对接收信道的数据进行压缩——即以相同的缩放；但现在也可针对多个，尤其是两个相邻的距离栅门采用相同的缩放，因为通常其电平的差别并不很大(由于通过窗函数对频谱拖尾)，并且因为针对另外的处理极为重要的是，具有功率峰值(即相对最大值)的距离栅门有一较低的相对量化误差；即在有4个接收信道并且两个彼此相继的距离栅门采用共同缩放时，共同压缩8个复值，
·对于以浮点运算实施信号处理时(尤其是离散傅里叶变换(DFT)的信号处理)也可在进行了第一次离散傅里叶变换(DFT)后使用存储的值的数据压缩。
附件中还列举了几个按照Matlab脚本进行压缩和解压缩的例子(Matlab是一种数学技术的高级编程语言)；在这些脚本中也通过相应的注释对压缩和解压缩进行详细的说明。
在前文以及附件中所述的发明应用于雷达***的处理器。为此例如要么在硬件中直接转化压缩/解压缩(例如将hart浇铸到硅中)，要么采用根据本发明的方法在所述处理器中存储源码。因此作为一种用于雷达***的方法和设备要求保护本发明。

Claims (20)

1.一种机动车辆环境检测的雷达***，该雷达***带有
-用于发射发送信号的发送装置，它带有一个或多个发送天线，-用于接收在目标上反射回来的发送信号的接收装置，它带有一个或多个接收天线，以及
-用于处理所接收信号的信号处理装置，
其中，
-所发射的发送功率的频率的调制方式为，使得所述频率包含相同坡度的K个线性斜升的序列，
-针对每一个频率斜升并行地和/或对于P个彼此相继的频率斜升(以下称为频率斜升组)串行地(即K/P次地)，通过与一振荡器信号混频以及扫描而获取发送和接收天线的多个组合(例如：i)一个发送天线发射发送功率，并且至少两个接收天线接收反射的辐射，或ii)n个(n＝1,2,…N)发送天线发射发送功率，并且一个或多个接收天线接收发送功率)的接收信号，
-在数字信号处理装置中，通过针对每一个频率斜升和针对发送和接收天线的每一个相应组合的扫描值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第一次频谱分析，
-通过K个频率斜升存储针对其频率采样点的至少一部分的第一次频谱分析的结果，这些频率采样点是所谓的距离栅门，
-之后对于针对每一个距离栅门和针对发送和接收天线的每一个组合通过频率斜升或频率斜升组存储的值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式进行第二次频谱分析，
-将其结果通过发送和接收天线的不同组合做进一步处理(例如借助通过第三次离散傅里叶变换(DFT)进行的数字的射束成形)，
其特征在于，
-将用于缩小存储空间的第一次频谱分析的结果以压缩方式存储，其中，
-发送和接收天线的多个组合的结果针对每一个距离栅门和频率斜升或频率斜升组都具有相同的缩放比例，因此，该缩放比例仅需存储一次，
-将这样缩放的值量化到比在信号处理中(尤其是进行频谱分析时)使用的位数小的位数并以所述降低的位数存储，
-将这些压缩后的值在进一步处理前(即第二次频谱分析前)重新解压缩。
2.根据权利要求1的雷达***，其中，信号处理(尤其是频谱分析)以定点运算以二进制补码表示法进行。
3.根据权利要求2的雷达***，其中，值的共同缩放比例由与最高位具有相同值的位的最小数量来确定，并且为了进行缩放去掉这样确定的数量的前面的位。
4.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，将值的共同缩放比例以及经缩放的值和量化为较低位数的值以共同的二进制字编码，其位数优选为二的幂。
5.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，对于以共同的二进制字编码的经缩放的值采用不同的位数，尤其是以便在对于其位数预给定二的幂时最佳地利用所述位数。
6.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，在对经缩放的值进行量化之前加上一个随机的数字，由此，量化误差对于频率斜升或频率斜升组和/或对于发送和接收天线的不同组合至少近似不关联。
7.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，考虑必须通过在进行量化前加上一个随机数字或通过取整在必要时调整缩放比例。
8.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，对于每一个频率斜升或频率斜升组，发送和接收天线的多个组合的结果针对多个、优选两个相邻距离栅门具有相同的缩放比例，因此该缩放比例仅需存储一次。
9.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，在数字信号处理装置中在进行压缩之前，对发送和接收天线的不同组合的不同灵敏度进行平衡。
10.根据上述权利要求中任一权利要求的雷达***，其中，通过快速傅里叶变换(FFT)确定离散傅里叶变换(DFT)。
11.用于机动车辆环境检测的雷达***的方法，该雷达***带有
-用于发射发送信号的发送装置，它带有一个或多个发送天线，-用于接收在目标上反射回来的发送信号的接收装置，它带有一个或多个接收天线，以及
-用于处理所接收信号的信号处理装置，
其中，
-这样调制所发射的发送功率的频率，使得所述频率包含相同坡度的K个线性斜升的序列，
-针对每一个频率斜升并行地和/或对于P个彼此相继的频率斜升(以下称为频率斜升组)串行地(即K/P次地)，通过与一振荡器信号混频以及扫描而获取发送和接收天线的多个组合(例如：i)一个发送天线发射发送功率，并且至少两个接收天线接收反射的辐射，或ii)n个(n＝1,2,…N)发送天线发射发送功率，并且一个或多个接收天线接收发送功率)的接收信号，
-在数字信号处理装置中，通过针对每一个频率斜升和针对发送和接收天线的每一个相应组合的扫描值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式计算第一次频谱分析，
-通过K个频率斜升存储针对其频率采样点的至少一部分的所述第一次频谱分析的结果，这些频率采样点是所谓的距离栅门，
-之后对于针对每一个距离栅门和针对发送和接收天线的每一个组合通过频率斜升或频率斜升组存储的值，例如以离散傅里叶变换(DFT)的形式进行第二次频谱分析，
-将其结果通过发送和接收天线的不同组合做进一步处理(例如借助通过第三次离散傅里叶变换(DFT)进行的数字的射束成形)，
其特征在于，
-将用于缩小存储空间的第一次频谱分析的结果以压缩方式存储，其中，
-发送和接收天线的多个组合的结果针对每一个距离栅门和频率斜升或频率斜升组都具有相同的缩放比例，因此，该缩放比例仅需存储一次，
-将这样缩放的值量化到比在信号处理中(尤其是进行频谱分析时)使用的位数小的位数并以所述降低的位数存储，
-将这些压缩后的值在进一步处理前(即第二次频谱分析前)重新解压缩。
12.根据权利要求11的用于雷达***的方法，其中，信号处理(尤其是频谱分析)以定点运算以二进制补码表示法进行。
13.根据权利要求12的用于雷达***的方法，其中，值的共同缩放比例由与最高位具有相同值的位的最小数量来确定，并且为了进行缩放去掉这样确定的数量的前面的位。
14.根据上述权利要求11-13中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，将值的共同缩放比例以及经缩放的值和量化为较低位数的值以共同的二进制字编码，其位数优选为二的幂。
15.根据上述权利要求11-14中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，对于以共同的二进制字编码的经缩放的值采用不同的位数，尤其是以便在对于其位数预给定二的幂时最佳地利用所述位数。
16.根据上述权利要求11-15中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，在对经缩放的值进行量化之前加上一个随机的数字，由此，量化误差对于频率斜升或频率斜升组和/或对于发送和接收天线的不同组合至少近似不关联。
17.根据上述权利要求11-16中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，考虑必须通过在进行量化前加上一个随机数字或通过取整在必要时调整缩放。
18.根据上述权利要求11-17中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，对于每一个频率斜升或频率斜升组，发送和接收天线的多个组合的结果针对多个、优选两个相邻距离栅门具有相同的缩放比例，因此该缩放比例仅需存储一次。
19.根据上述权利要求11-18中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，在数字信号处理装置中在进行压缩之前，对发送和接收天线的不同组合的不同灵敏度进行平衡。
20.根据上述权利要求11-19中任一权利要求所述的用于雷达***的方法，其中，通过快速傅里叶变换(FFT)确定离散傅里叶变换(DFT)。
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