CN106452031A - 在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路 - Google Patents

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Abstract

一种在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路，包括耦合至耦合节点的功率开关，该耦合节点为该降压转换器的功率开关、电感器以及续流二极管的互连点。电感器耦合在耦合节点和降压转换器的输出之间，并且续流二极管耦合在耦合节点和降压转换器的输出返回之间。控制器被耦合以接收反馈信号来控制功率开关的切换，从而调节从降压转换器的输入到降压转换器的输出的能量传递。反向电流防护电路被耦合以检测功率开关的反向电流条件来生成抑制信号以阻止功率开关接收驱动信号，从而防止反向电流通过功率开关。

Description

在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路
技术领域
本公开文本大体上涉及功率转换器，更具体涉及非绝缘降压转换器。
背景技术
传统的壁式插座通常输送高电压交流(AC)功率，该高电压AC功率需要在用于对许多电子装置供电之前被转换为直流(DC)功率。由于开关式功率转换器的效率高、体积小、重量轻及安全保护特性，它们通常用于将高电压AC功率转换为经调节的DC功率。例如，开关式功率转换器通常用在照明行业的驱动电路中，以用于为各种类型的灯——如紧凑型荧光灯(CFL)、卤素灯或发光二极管(LED)灯——提供DC功率。
通常通过感测来自转换器的输出的反馈信号并在闭合环路中控制功率转换器来提供开关式功率转换器的输出调节。在不同的控制方法下，反馈或控制信号可以用于对切换波形的占空比进行调制(称之为脉宽调制，PWM)、改变切换频率(称之为脉冲频率调制，PFM)或禁用由功率转换器控制器生成的切换波形的一些周期(称之为通断控制)。这些控制方法中的任一方法都会致使相对于负载和线路变化对DC输出电压或电流的控制。
在消费者可以接近功率转换器的输出的应用下，绝缘转换器通常用于提供输出负载和输入功率线路之间的电流绝缘。然而，在消费者无法接近在正常运行期间的功率转换器的输出的应用下如用于LED(或CFL或卤素)灯的灯驱动器，简单的非绝缘转换器如降压转换器由于它们的器件数量较少、重量较轻以及尺寸较小而受青睐。
可以从耦合至转换器的DC输出的感测电路直接或间接提取反馈信号。在具有经调节的输出电流的转换器如LED驱动器中，可以监测/感测/测量输出处的电流以向控制器提供反馈信号，从而控制切换并且控制到转换器输出的能量传递。现有技术中测量输出电流的一种典型方式是在功率转换器的输出处包括感测电阻器，使得输出电流流过感测电阻器。感测电阻器两端产生的电压与输出电流成比例。然而，感测电阻器两端的电压降通常较大，并且经常所参考的电压电平不同于功率转换器控制器的电压电平。因此，经常需要额外的电路，如光耦合器或偏置绕组，以对感测电阻器两端的电压进行电平移位从而与控制器相接合。
还可以参照控制器地间接测量输出信号。例如，在非绝缘高压侧开关降压转换器中，可以参照控制器地通过感测电感器的电流、续流二极管的电流或开关的电流来间接获得输出反馈信号。
降压转换器中一个已知问题在于当开关上出现负电压时由于通过降压功率开关的反向电流导致的失效风险。此情况可能会反过来影响功率转换器的运行，并最终导致失效。具体地，在控制器和功率开关位于共用晶片中或在单个集成电路IC封装件中时，反向电流可能会通过衬底，这能够导致不稳定性、控制器闭锁以及在一些情况下的功率转换器的失效。
发明内容
本发明通过提供一种在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路来实现上述目的至少之一。
一种在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路，包括：
功率开关，所述功率开关耦合在所述降压转换器的输入和所述降压转换器的耦合节点之间，其中所述降压转换器的所述输入耦合至经整流的正弦交流电压，其中所述耦合节点为所述功率开关、电感器以及续流二极管的互连点，其中所述电感器耦合在所述耦合节点和所述降压转换器的输出之间，以及其中所述续流二极管耦合在耦合节点和所述降压转换器的输出返回之间；
控制器，所述控制器被耦合以接收代表所述降压转换器的所述输出的反馈信号，其中，所述控制器被耦合以生成驱动信号，所述驱动信号被耦合以控制所述功率开关的切换，来调节从所述降压转换器的所述输入通过所述电感器到所述降压转换器的所述输出的能量传递；以及
反向电流防护电路，所述反向电流防护电路被包括在所述控制器中并且被耦合以响应于所述功率开关而检测所述功率开关的反向电流条件，其中所述反向电流防护电路被耦合以响应于所述反向电流条件生成抑制信号，其中所述功率开关被耦合以响应于所述抑制信号而被禁止接收所述驱动信号，以抑制通过所述功率开关的反向电流。
附图说明
参考以下附图描述本发明的非限制性且非穷举性实施方案，其中，除非另外明确说明，在各个视图中相似的附图标记指示相似的部分。
图1A、图1B、图1C及图1D为具有带不同示例的反向电流防护的高压侧切换电路的示例降压转换器的简化电路图。
图2为具有高压侧切换电路的示例降压转换器的更加详细的电路图，该高压侧切换电路具有反向电流防护功能的另一个示例，其中在降压续流二极管的通路中对反馈电流进行感测。
图3A及图3B为基于本公开的一个实施方案的切换电流和电压波形的示例。
图4A及图4B为示出了基于本公开的教导的反向电流的可能事件的模拟波形。
图5A及图5B示出了具有不同控制区阈值电平的输入电压的经整流的半线路循环。
图6A及图6B示出了基于本公开的教导的实现逻辑块的一个实施例。
图7为示出了半线路循环中的不同控制区的处理的流程图。
贯穿附图中的多个视图，相应的附图标记指示相应的器件。本领域的技术人员将理解，附图中的元件是为了简单和清楚而示出的，并且不一定按比例绘制。例如，图中的一些元件的尺寸可以相对于其他元件被放大，以帮助增进对本发明的各个实施方案的理解。此外，常常没有描绘在商业上可行的实施方案中有用或必要的普通却公知的元件，以便于较小地妨碍本公开内容的各个实施方案的理解。
具体实施方式
在以下的描述中，阐明了许多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域普通技术人员将明了，实施本发明无需采用这些具体细节。在其他情况下，为了避免模糊本发明，没有详细描述众所周知的材料或方法。
在此说明书全文中提到的“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意指，关于该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，在该说明书全文中多个地方出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全都指相同的实施方案或实施例。此外，所述具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合结合。具体特征、结构或特性可被包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的器件内。此外，将理解的是，本文提供的图是为了向本领域普通技术人员解释，并且这些图未必按比例绘制。
降压转换器主要用于下述应用：如荧光灯、CFL、卤素放电灯以及LED灯，由于它们的发光效率较高、热损耗较低及其他优点，所以它们是当今流行的照明光源。特别地，LED灯由于它们的改进的色谱和有效的光生成而在室内和室外照明中变得流行起来。为了这些先进的照明光源的运行，不同类型的开关式功率转换器可以提供经良好调节的电流或电压源以驱动这些灯。可以使用的一种高效且成本节约的转换器的示例类型为降压非绝缘功率转换器。此种类型的转换器结构简单、器件数量少、尺寸小以及重量轻，使其成为这些照明应用的适合且流行的候选。
在降压转换器中，控制器控制开关的切换以调节传递到转换器的输出的能量。控制器可以通常响应于代表转换器的输出电流或电压的反馈或感测信号来调节输出。如果感测到的信号不以控制器参考电平为参考，那么可能需要额外的器件来对该参考进行移位。除了对参考电平进行移位之外，直接感测具有高压侧开关的降压转换器的输出也可能导致更多的功率消耗、更多的效率降低以及更多的散热，从而通常导致对较大的散热表面的需求。
在开关和控制器被集成在如图1A、图1B、图1C及图2所示的单个“切换电路”IC中时，由于通过衬底的反向电流或者换言之衬底传导而导致的失效风险将会显著更高。存在两种常用的防止由于反向电流导致的失效的方法。在第一种方法中，当检测到反向电流条件(例如，在降压转换器中，其中Vin<Vo)，将功率开关保持在具有低导通电阻(Rdson)的空闲接通状态(闭合)，以允许电流在低电压降(～0.6V)并且没有失效风险的情况下通过体二极管。在另一种方法中，每当检测到反向电流条件时，通过将功率开关保持在空闲断开状态(断开)来防止失效风险。
基于正常运行期间设计考虑因素的降压转换器提供低于输入电压的输出电压Vo<Vin(或换言之Vo/Vin<1)。然而，在一些情况下，输入电压可能低于输出电压。在一个示例中，当应用小型输入滤波电容器或不应用输入滤波电容器时，经整流的正弦AC输入电压中可能发生这种情况。在这样的情况下，在瞬时输入电压接近经调节的输出电压时的每个线路循环中，任何负振荡可能使输入电压低于输出电压，这增加了反向电流和随之发生的失效的风险。在其他示例中，任何可能导致Vin<Vo的输入或输出电压的瞬态还可能导致可能的反向电流和随之发生的失效(例如，通过集成在控制器芯片中的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关的衬底，这加剧了控制器失效的风险)。
可以通过下面众所周知的等式(1)得到降压转换器中的主要关系，降压转换器的主要关系如图1A、图1B、图1C、图1D以及图2中所示的示例中示出的那些，并且定义了在通过开关的电流与电感电流相同时开关接通状态期间通过用于功率转换器的开关的电流：
Vind＝Vin–Vo＝L1.(diind/dt)(1)
在一个实施方案中，当电感电流通过续流二极管放电时可以通过在断开状态下测量功率开关上在漏极和源极之间的电压(VDS)来直接检测并防止反向电流。如果功率开关上的电压VDS低于阈值(VDS_OffTh)，那么VDS<VDS_OffTh,并且在一个示例中，V裕度＝25V。通过检测反向电流条件，切换停止并且功率开关保持在断开状态或接通状态直到漏-源电压(VDS)增加到具有滞后的阈值电压之上(VDS>VDS_OffTh+Vhyst)。在具有高压侧切换电路的降压转换器中，控制器以开关的低电势侧为参考。在功率MOSFET开关装置的情况下，源端子将会是控制器的参考电压电平地116，而在具有抽头端子的控制器的集成MOSFET的情况下，可以在抽头端子上对漏电压进行检测。在一个实施例中，抽头端子还可以耦合至BP供电电压。
在另一个实施方案中，按照上述等式(1)，可以在开关的接通状态期间通过检测漏电流iD斜率或电感电流iL斜率(diD/dt或diind/dt)来进行反向电流检测。在一个示例中，可以在控制器中内部地测量漏电流斜率。当电流斜率接近0阈值附近的最小值时，这指示了输入电压正接近输出电压 并且切换停止。这防止了由于输入电压降为低于输出电压Vin<Vo导致的通过开关的反向电流的风险。
图1A、图1B、图1C以及图1D介绍了在总体非绝缘降压转换器的示例中反向电流检测和防护的总体构思，这些总体非绝缘降压转换器的示例介绍了被包括在控制器块以防止任何通过开关的反向电流的三种可能示例方法。
图1A示出了具有高压侧切换电路的示例降压转换器100A，该高压侧切换电路耦合至输入端口IN1 101及IN2 102，并且具有功率开关130。在该示例中，功率开关130在切换电路120中为集成的、单片的或混合的。功率开关130的受控HF切换通过电感器150、大输出电容Co 164及续流二极管154将能量从输入端口IN1 101及IN2 102传递至输出端口OUT1 191及OUT2 192。当功率开关130处于接通状态(闭合)时，电流Iind 151将能量从输入端口IN1101及IN2传递至输出端口OUT1 191及OUT2 192。当开关转到断开状态(断开)时，电感电流Iind 151通过续流二极管154续流(环流电流153)。节点X 155为耦合节点，该耦合节点为功率开关130、电感器150以及续流二极管154的互连点。在该示例中，功率开关130的源极为控制器111的参考电势。切换电路110可以为4引脚或5引脚装置。
在图1A所示出的实施例中，根据本发明的教导，控制器111包括反向电流防护控制块112。控制器111接收BP电源135和反馈FB信号133并生成开关使能信号Sw_En 115，该开关使能信号通过与(AND)门117来驱动功率开关130调节能量从降压功率转换器的输入到输出的传递。反向电流防护控制块112检测通过开关的反向电流的任何条件，并生成抑制信号114，该抑制信号通过与门117的反向输入阻拦驱动信号118到功率开关130。将理解的是，图1A中的切换电路110包括接收代表输出电压的信号的第5引脚(未示出)。控制器111和块112还通过地端子116耦合至功率开关130的源端子S 132。
图1B示出了与100A相似的一个示例降压功率转换器100B。在一个实施方案中，控制器121包括检测漏电压VD 137的块122。漏电压VD 137通过耦合部138耦合至控制器121和块122，该耦合部在一个实施例中可以为MOSFET功率开关的抽头端子并且还可以为控制器161提供旁路电源BP135。控制器121和块122也通过端子地126耦合至功率开关130的源端子S 132。根据本发明的教导，可以通过检测VD–VS并生成抑制信号124来防止通过开关的反向电流，该抑制信号被耦合以通过与门127抑制Sw_En信号125从而通过中断功率开关130的正常切换运行来停止能量传递。在一个实施例中，当功率开关130处于断开状态时，计时器启动，并且在特定的时刻tOFF1，测量漏电压VD1和源电压VS1。在一个实施方案中，如果“VDS1＝VD1-VS1”低于阈值(VDS1<VDS_th)，那么激活抑制信号124，该抑制信号通过与门127停止驱动信号128从而停止功率开关130的正常切换，以防止通过开关衬底的反向电流和随之发生的失效的风险。在一个实施例中，为了防止失效风险，功率开关130可以保持为空闲断开状态(使得零电流通过功率开关)或保持为空闲接通状态(使得功率开关两端存在几乎为零的电压降)。
图1C为与图1A中100A和图1B中100B相似的、具有另一个示例方案的切换电路140的示例降压功率转换器100C的示意图。控制器块141包括检测电感电流的变化率diind/dt的块142，该电感电流在接通状态期间与通过功率开关130的电流相同。块142接收开关电流信号143。在一个实施例中，开关电流信号143可以通过功率开关结构中的集成感测场效应晶体管(FET)来测量。在接通状态期间，计时器启动，并且块142测量时刻ton1的ion1和时刻ton2的ion2以计算限定了电感器Vind 152两端的电压的切换电流的上升斜率：
L1.[(ion2-ion1)/(ton2-ton1)]＝Vind＝Vin-Vo(2)
在一个实施例中，如果输入电压Vin接近输出电压Vo，或由于任何振荡，如果输入电压Vin下降为低于Vo，那么可能指示由于通过衬底的反向电流而导致的失效风险。在考虑足够裕度的实践中，每当电感电流的上升斜率低于按照如下限定的阈值电平时，块142就激活抑制信号148：
Vind＝Vin-Vo＝L1.(diind/dt)＝L1.[(ion2-ion1)/(ton2-ton1)]<k1(3)
如描述的实施例所示，与逻辑门147被耦合以从第一输入上的控制器161接收切换信号Sw_En 145和第二反相输入上的抑制信号144。相应地，根据本发明的教导，与逻辑门147被耦合以响应于抑制信号144禁用驱动信号148以将开关130保持为空闲断开状态或空闲接通状态，从而避免由于通过开关衬底的反向电流而导致的失效。
图1D示出了与图1A、图1B及图1C相似的、具有第三实施例的切换电路160的一个示例降压功率转换器100D。控制器块161包括通过漏端子或MOSFET抽头耦合部138检测输入电压Vin 172的块162，该MOSFET抽头耦合部在一个示例中还可以为控制器161提供旁路电源BP135。块162还可以在功率开关130的断开状态期间从降压功率转换器输出端子输出1191(信号195)接收输出电压Vo 171。在一个示例中，计时器被耦合，以允许在特定时刻tOFF1测量Vin1和Vo1以计算Vin1-Vo1并在每当Vin1-Vo1<ΔVthresh时激活抑制信号148。
将理解的是，在另一个实施例中，Vin1/Vo1<k2可以激活抑制信号164。根据本发明的教导，与逻辑门167通过在一个输入上接收来自控制器161的切换信号Sw_En 165和在其反相输入上接收抑制信号164而被耦合以响应抑制信号164禁用驱动信号168，以将功率开关130保持在空闲断开状态或空闲接通状态，从而避免由于通过衬底的反向电流而导致的控制器失效。
图2示出了根据本发明的教导的离线降压转换器200的更加详细的电路图的一个实施例，该降压转换器在输入端口可以耦合至AC线路电源VAC电压202或通过可选调光器电路耦合至调光器相位受控AC电压205。调光器电路可以包括前沿或后沿相位控制的三端双向可控硅开关(Traic)调光器。通过易熔电阻器208的AC电压耦合至全桥整流器模块210。
降压转换器200还在输入端口处、在高压侧正干线和低压侧负干线之间接收经整流的正弦AC输入电压Vin 212，该经整流的正弦AC输入电压相对于主接地201为正。在一个示例中，包括电容器CF1 216、L F 215及CF2218的输入pi(π)滤波器也可以被包括在如所示出的输入处，以提供对切换噪音和电磁干扰(EMI)的滤波功能。对于具有功率因数校正(PFC)的功率转换器，输入端口的正干线和负干线之间的总输入滤波电容(CF1+CF2)应当被保持小，以允许输入端口的电压Vin 212基本上跟随线路整流正弦电压202(没有调光器)或205(具有调光器)。换言之，选择输入滤波电容器的总电容，使得在线路电压零交叉处，输入滤波电容器上的电压也基本上达到零。然而，对于不具有PFC的功率转换器，可以将输入电容器的电容选择为足够大，使得在降压转换器200的输入端口Vin 212处施加基本上为DC的电压。
降压转换器200还包括切换电路240。控制器245被耦合以控制功率开关S1 230A，该功率开关在一个示例中等效于包括理想开关和反平行二极管(antiparallel diode)的开关装置S1equi 230B，该反平行二极管可以模拟体二极管和衬底传导。在一个示例中，包括控制器245和功率开关S1 230A的切换电路240可以被包括在单片或混合集成电路IC中。切换电路240为具有外部引脚的4或5端子(4引脚或5引脚)装置，这些外部引脚用于漏极231、源极232、电容器234上的反馈FB 233以及经由电容器236的电源端子BP 235。可以存在接收代表输出电压的电压V'o的第五引脚237。切换电路240的地连接地引脚232参考位于高压侧正干线的功率开关230A的源互连232。在一个示例中，开关的源极232可以包括多个互连引脚以进行更好的热传递管理。
由于切换电路240可以是具有单个感测端子(反馈端子FB 233)的4-端子装置，所以与正常运行期间感测输出电流和无负载下输出过电压保护(OVP)相关的所有信息都被传送到切换电路240的反馈FB端子233。
在图2的实施例中，可以从切换电路240的内部向旁路端子BP 235供应电流。在一个实施方案中，可以从MOSFET的抽头提供用于控制器的电源，MOSFET的抽头在一个实施例中与通常导通的JFET(未示出)内部级联，并通过引脚BP 235耦合在外部电容器236上。在一些实施方案中，可以通过将BP引脚耦合至降压功率转换器的输出DC电压或通过降压电感器150A上的辅助绕组或通过任何其他外部电源提供用于开关和控制模块240的电源。
耦合在功率转换器的输出端子上的输出负载用负载电压VO 270和负载电流IO 272表示。在LED发光负载的一些示例中，为了调节用于LED的受控/调光输出光的负载电流，输出感测或反馈信号FB 233代表输出电流Io272。通过FB信号272的输出感测可以包括电压信号或电流信号。
降压转换器200还包括续流/环流二极管D1 244、降压电感器L1 250A、输出滤波电感器LFO以及输出大电容器CO 264。在一个示例中，耦合至输出端口的负载可以包括具有一个或多个LED的LED串。预负载高阻抗电阻器265可以包括在降压转换器200的输出处，以在Triac调光器的情况下提供最小负载和更好的稳定性，从而为低调光下的Triac调光器提供最小保持电流以确保低/无负载条件下的正确运行。
在一个实施例中，降压电感器L1 250A可以被介绍为呈现与寄生电容259并联的理想电感器的模块L1equi 250B。在运行时，当开关230A接通时，电流可以从输入流至电感器L1260，从而对输出电容器CO 264充电并向负载提供功率。当开关230A关闭时，电流具有环流，该环流通过电感器L1250A、电容器CO 264并且通过经所述续流二极管D1 254返回的外部负载，从而在电感器L1 250A中所存的能量释放出时缓慢下降。
控制器245被耦合以利用响应于所接收的代表输出负载变化的FB信号233生成的驱动信号来控制开关230A在接通状态和断开状态之间的切换，以调节转换器的输出电流或输出电压。在接通状态下，基本上允许电流以低阻抗流过开关。在断开状态下，基本上防止电流流过功率开关。然而，将理解的是，被模制为如所示出的模块S1equi 230B的MOSFET切换装置可以将反向方向的电流传导通过反平行体二极管239。任何由于电路振荡或瞬态导致的反向电流都可能导致不稳定和装置失效。
注意，在现有技术中，通常使用反向电流阻塞二极管Dblock 220来阻止任何中断反向电流通过开关并且避免由于反向电流所导致的失效。然而，如将讨论的，根据本发明的教导的控制器中所添加的特征防止了任何反向电流并节省了外部阻塞二极管Dblock 220，否则原本应添加该外部阻塞二极管以阻止反向电流通过开关。
在具有高压侧开关的降压转换器中，例如如图2所示，利用负载侧的感测电阻器对DC输出负载电流的直接感测可导致功率耗散、由于较高的散热导致的较大的传热区域以及较低的效率。同样，由于与控制器的电压参考电平不同的电压参考电平，可能需要额外的电路来对感测信号的参考进行移位，以匹配控制器的参考。
基于高压侧开关降压转换器的方案，可以通过耦合至耦合节点X 255的反馈感测电阻器RFB 253，通过感测在续流二极管D1 254的通路中的脉动电流，来执行对DC输出负载电流的感测。耦合节点X 255耦合至控制器245的参考(地)，该控制器耦合至功率开关230A的源端子232。由于续流电流而导致的感测电阻器RFB 242上的电压降被施加至电容器234上的反馈端子FB 233。
耦合节点X 255为电感器L1 250A、电阻器RFB 253(感测续流电流)以及开关230A源端子232的公共耦合点，开关230A源端子232为控制器245的参考地。
图3A和图3B示出了降压转换器在断续导通模式DCM下运行的切换波形。图3A示出了相对于时间310的通过电感器L1 250A的电感电流IL1320，并且图3B示出了对于稳定状态下的几个切换循环介绍的在节点X 255(图2，开关230A、电感器L1 250A以及续流二极管感测电阻器253的公共耦合点)处的电压VX 340。当开关230A闭合并导通(接通状态)时，电感器L1 250A中的电流在从时刻t0 312到时刻t1 314的导通时间期间倾斜上升322，上升至由电流限制所限定的导通时间的结束时的最大峰值点323。在时刻t1 314，开关打开(断开)并且电感电流缓慢下降324，同时电流通过续流二极管D1 244续流(环流)。如果运行是处于断续导通模式(DCM)，电感器L1 250A中所存储的能量在时刻t2 316完全释放出，以在时刻t3318的下一开关接通之前，在时间持续段326内保持处于零。
另一方面，图3B示出了耦合节点X 255处的电压在切换循环Tsw 350期间运行的示例波形，该耦合节点与功率开关230A的源端子及控制器245的参考电平相同。当功率开关230A闭合(接通状态)并传导，从时刻t0 312到时刻t1 314，电压Vx 340(图2的耦合节点X245处)基本上等于输入电压Vin 342(图2中Vin 212)。只要输入电压Vin的瞬时值保持为高于降压转换器的输出电压，电感电流IL1 320就倾斜上升322至时刻t1 314的峰值323。
当开关断开(断开状态)，续流二极管D1 254开始传导电感器L1 250A的放电电流。电感电流IL1 320缓慢下降324并且在时刻t1 314耦合节点X255处的电压Vx 340转到大约零电平344，也即，在负载参考接地电平201之下的续流二极管D1 254和感测电阻器RFB 253的少量电压降。
在DCM下，在当电感器L1 250A中所有能量均释放出时，电感电流IL1 320降至零326并在时刻t2 316和时刻t3 318之间保持为零。耦合节点X255变为在空闲振荡下悬浮，直到耦合节点X 255处的电压VX 340最终稳定为输出电压Vo或直至下一切换循环开始。由于电路器件和电路板寄生，所以可能发生空闲振荡。在一个示例中，电感器L1equal 250B的杂散寄生电容259与回路电感谐振。回路电感主要包括降压电感器L1 250A加电路板迹线的寄生电感。在功率开关接通的时刻t3 318处，在下一切换循环开始之时，耦合节点X 255处的电压再次被迫回到输入电压Vin 342。峰值谐振电压可以高达2*Vo 384。在一个用于降压转换器的临界导通模式(CrM)的示例中，延迟下一切换循环的开关接通，直到振荡电压已达到Vin以实现零电压切换(ZVS)，以有益于最小开关损耗以及最佳效率。
将理解的是，在运行时，在控制块和驱动器中可能存在传播延迟。此外，在电感器L1 250B值和其杂散寄生电容Cr 259中可能存在变化，这使得难于迫使在VX＝Vin精确时刻的开关接通。如果在不具有外部阻塞二极管Dblock 220的情况下开关在VX>Vin时接通，反向电流可能通过功率开关S1equi 230B。
具体而言，在其中功率开关S1equi 230B和控制器245形成在单个模块240中的单个晶片上的切换电路的集成电路(IC)示例中，可能发生通过体二极管的反向电流传导，该体二极管可以将电流注入到衬底中，这可能导致控制器中的参考的变化和电平移位。这可能引起导致芯片闭锁的不稳定性，并因而甚至可能引起失效。
因此，在具有这种已知的可靠性问题的情况下，似乎外部阻塞二极管Dblock 220可能是必要的，以在每当Vx可能高于Vin时阻止反向电流。然而，***阻塞二极管不利地影响了器件数目、电路板面积、成本以及效率。
因此，根据本发明的教导的实施例提供了新***方式以在控制器中包括新的特征和功能，这些新的特征和功能在不牺牲***在防止反向电流通过开关的体二极管的稳定性的情况下允许移除外部阻塞二极管Dblock 220(图2中)。
为了例示，图4A示出了发生通过降压功率开关(例如图2中S1 230A)的反向电流的条件和可能原因的示例。图4A中示出了具有两个半循环TLine/2411及412的输入电压的一个线路循环TLine 415。竖直轴线Vin 420呈现了整流器桥210之后的经整流AC输入电压(Vin212，图2)的瞬时值相对于水平轴线410上的时间。在具有功率因数校正(PFC)的功率转换器中，整流器桥之后的输入电容(例如图2中CF1 216及CF2 218)较小，对线路正弦形状421及422无影响。
只要输入电压Vin 420的正弦瞬时值高于输出电压Vo 425，降压转换器就运行以基于占空比(导通时间)控制关系：D＝Vo/Vin进行调节。
图4B是在输入电压Vin 420瞬时值朝向输出电压Vo 425倾斜下降并可能下降到输出电压Vo 425之下的从tx1 440到tx2 460的时间区间期间电感电流Iind 440和门电压Vgate450(图2，功率开关S1 230A的门信号248)的放大视图。门脉冲Vgate 450的导通时间和时间段逐渐增加(从区间452A到452B并到452C)。随着所增加的占空比，电感电流Iind 440的切换时段也增加(从区间442A到442B并到442C)。
在点A，时刻ty1 426处，Vin＝Vo，占空比已达到最大值，并且开关S1230A在从ty1426到ty2 428(从点A到点B)的整个时间区间均保持为导通，该整个时间区间在图4B的放大区域中包括断开时间区间446。在时间区间ty1 426到ty2 428，功率开关S1 230保持处于接通状态下而不具有进一步的切换，并且可能发生具有最大正峰值443和最大负峰值444的空闲寄生阻尼振荡，之后是在Vin<Vo时可以在部分或整个区间A-B(时间区间ty1426到ty2 428)内持续的阻尼振荡445。
在时刻ty2 428(点B)，输入电压Vin 420的瞬时值增加，并且回到输出电压Vo 425之上，并且然后被迫受控切换恢复。门信号Vgate 450的导通时间和时段逐渐降低(从区间458A到458B并到458C)。随着降低的占空比，电感电流Iind 440的切换时段也降低(从区间448A到448B并到448C)。
图5A和图5B示出了根据本发明的教导的每个线路半循环期间多个控制区。和图4A相似，图5A示出了在桥整流器210之后具有输入电压(图2，Vin 212)的两个整流半循环TLine/2511和512的一个线路循环TLine 515。如在所例示的实施例中所示，根据本发明的教导将每个半线路循环分为不同的控制区。竖直轴线Vin 520呈现相对于水平轴线510上的时间的AC整流正弦输入电压的瞬时值。由于整流器桥之后的小输入电容(例如图2，CF1 216和CF2218)，所以整流AC输入电压保持线路正弦形状521和522。
如图5B所示，在具有有利控制和运行性能的情况下，选择了将每个半线路循环分为多个区域或多个控制区的输出电压Vo 530和输出电压的两倍2*Vo 535的两个阈值电压电平，图5B示出了具有多个运行区域的半线路循环TLine/2 512。在一个实施例中，每个半线路循环TLine/2 512的控制处理可以被分为两个不同的控制处理区。
为了示出，可以限定在阈值电平C_D 535之上至峰值525的第一控制区，其中Vin>2*Vo 418，并且其中输入电压Vin以足够的裕度高于降压输出电压Vo。在此区域中，控制是基于每个切换循环中的传统零电流检测(ZCD)，以保持断续或临界导通运行模式下的降压调节具有众所周知的优点。
可以限定第二控制区514A及514B(在阈值电平C_D 535之下至零线路，交叉点O1_O2)，其中Vin<2*Vo。在此控制区中，控制可以基于dVx/dt检测，以识别交叉点A和B，在这些交叉点处输入电压等于输出电压(Vin＝Vo)。在脉宽调制(PWM)控制方案中，占空比在线路正弦电压降低并在零交叉附近时反向地增加，占空比可以达到D＝1。
在A_B 530的阈值之下，其中输入电压Vin表现出小于输出电压Vo，占空比保持为在D＝1时空闲，并且功率开关230A在Vin<Vo的整个区域内保持为稳定地闭合(接通状态)。如图4A和图4B所示，在此区域中，任何振荡都可能导致由于通过衬底的反向电流导致的失效风险，该风险是通过在Vin<Vo的整个区域期间，在阈值电平A_B 530之下至零交叉线O1_O2或区域513A和513B中，将开关保持为接通状态来防止。
图6A和图6B中的实现方式的以下示例示出了本申请的防止反向电流通过降压功率开关的一个实施方案，该反向电流在每当输入电压低于输出电压时可能由于任何振荡而发生。空闲振荡可发生在功率开关的断开状态期间在DCM下发生，并且可以使传导反向电流的体二极管正向偏置。在基于本发明的教导的这样的情况下，在一个实施例中，占空比被锁存为D＝1，并且开关在输入电压低于输出电压Vin<Vo的整个时间区间内保持处于接通状态(闭合)。
图6A和图6B示出了基于本申请的教导的用以防止反向电流通过降压转换器的高压侧开关的一个控制器块的实现逻辑的简单示例。图6A中所示出的简单逻辑块象征性地介绍了响应于数字控制信号605的反向电流防护控制块600，该数字控制信号在一个实施例中可以为10位信号D[9:0]。数字脉宽调制块(DPWM)610接收数字信号流。在一个实施例中，10位切换信号605可以响应于图2中的反馈FB信号233。响应于数字控制信号605，通过数字脉宽调制块DPWM 610生成ON-RST信号615。
第一输入端子615上的逻辑与门620响应于流605D[9:0]从数字脉宽调制DPWM块610接收数字ON-RST信号615。逻辑与门620的第二反向输入端子接收阈值下电感电流信号iind-small655，该阈值下电感电流信号指示电感电流是否已经低于阈值。在一个实施例中，其可以代表经整流的正弦AC输入电压是否已经降至降压转换器的输出电压附近或之下的阈值。逻辑与门620的输出622耦合至触发器单元630的端子R 623并且每当iind-small信号655未激活时被重置。触发器630的设置输入端子625耦合至零电流检测信号(ZCD)624，以在当具有足够大的裕度的输入电压Vin-高于输出电压Vo-时在临界导通模式(CrM)或断续导通模式(DCM)运行降压转换器。
只要经整流的正弦AC输入电压高于输出电压之上的阈值，iind-small信号655未被激活，并将来自数字脉宽调制DPWM单元610的ON-RST信号615施加至触发器单元630的R端子623。触发器单元630接收S端子625上的零电流检测信号ZCD 624。触发器单元630的输出638为降压功率开关(例如图2中的230A)生成驱动信号以使降压转换器正常运行。端子R 623上的重置信号622在每当阈值下电感电流信号iind-small 655激活时可以停止切换信号并将开关闭锁在接通状态下。根据本发明的教导，如果激活了与门620的反向输入上的iind-small信号655，触发器单元630不能重置，并且驱动信号638闭锁为高，以保持功率开关处于接通状态，并防止由于通过衬底的反向电流而导致的控制器损坏。
图6B示出了可以用于生成iind-small信号655的简单比较器。比较器650的反向输入上的电感电流iind 640与非反向输入上的信号645比较，该信号代表电感电流峰值iind-pk的20％。每当电感电流小于峰值电感电流的20％时(iind<20％iind-pk.)，输出信号655iind-small被激活或变高，这指示了输入电压Vin正接近输出电压Vo。
图7为根据本发明的教导总结了图5A和图5B中所描述的半线路循环中的示例控制方法的示例流程图。下面解释了用于半线路循环的多个控制区。
当处理在710开始时，在块715中，在功率开关的接通状态期间，通过抽头端子测量与漏电压VD相同的输入电压Vin，Vin＝VD＝Vtap。在断开状态期间测量输出电压Vo。在条件块720中，将输入电压Vin与两倍的输出电压Vo相比较。输出电压Vo可以被直接测量或间接测量。在5引脚装置中，如果额外端子Vo'237(图2)可用，那么测量可以是直接的。然而，在4引脚装置中，可以在开关断开状态期间从续流通路中的电流或电感器中的电流的反馈信息间接获取测量。
只要Vin>2*Vo，选项为是(Yes)721，控制区保持对于临界或断续导通运行模式(CrM或DCM)对电感器放电电流的零电流检测(ZCD)。通过正常零电流检测来控制开关接通，例如，在电感电流触及零之后以固定的延迟接通(块723)。在一个实施例中，通过测量电感器L1两端的电压并监测Vind＝L1.(diLind/dt)来进行电感器零电流检测。当此电压在开关断开状态期间降至某一阈值电平，在条件块740和选项为“是”741时，生成了零电流检测(ZCD)信号。在检测零电流745之后，开关接通延迟允许空闲振荡，以迫使耦合节点X 255上的电压Vx朝向条件块760中的输入电压Vin和“是”选项761。VX＝Vin处的开关接通使能够实现使用零电压切换(ZVS)770、较低的开关接通损耗以及较高的效率。然后控制方法通过771和775折返至条件块720，用于下一切换循环。图2中的节点X 255为续流二极管D1 254的电流通路中的电感器L1 250A、开关S1 230A以及感测电阻器253的耦合点。
当输入电压Vin低于两倍输出电压Vo时，即Vin<2*Vo时，或选项为“否”(No)722时，处理转到条件块724以对输入电压Vin和输出电压Vo进行比较。如果Vin<2*Vo并且Vin>Vo(即2*Vo>Vin>Vo)，或选项为“是”725，控制区变到图5B中的514A和514B，其通过对耦合节点X进行电压变化检测(dVX/dt)以控制开关接通时间(块735)。在此控制区中，替代等待电感器两端的电压降至阈值电平之下(Vind<Vth-ZCS)，开关接通通过感测电压率变化进行(块750)。在一个实施例中，一旦检测到dVX/dt的空闲振荡，其为电感电流触及零的标志，功率开关就以最小延迟接通。这样，运行保持为临界模式CrM，耦合节点X 255上的电压Vx不能升至太高，并且唯一的上升是由于控制块的传播延迟。在开关接通之后，控制环路通过751和775折回至条件块720，用于下一切换循环。
在条件块724的选项为“否”726时，当输入电压Vin朝着输出电压Vo变化时，耦合节点X 255处的电压Vx的任何可能振荡都会导致此电压增加高于Vin并且发起通过功率开关的反向电流，通过功率开关的反向电流可以传导通过体二极管和衬底从而导致控制器的失效。在这样的情况下，当输入电压Vin低于输出电压Vo时，峰值电流控制接管，并且替代恒定的接通时间控制，开关接通并在所有时间区间Vin<Vo期间保持为空闲接通状态(块730)，并且控制环路折回到条件块724，直到输入电压Vin再次高于输出电压Vo，并且控制区变化。
对本发明的所示出的实施例的以上描述，包括摘要中描述的内容，并不旨在是穷举性的或限于所公开的确切形式。尽管出于例示目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不偏离本发明的较宽泛的精神和范围的前提下，多种等同改型都是可能的。实际上，应理解具体示例的电压、电流、频率、功率范围值、时间等是出于解释目的被提供的，且根据本发明的教导，在其它实施方案和实施例中也可以使用其他值。

Claims (20)

1.一种在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路，包括：
功率开关，所述功率开关耦合在所述降压转换器的输入和所述降压转换器的耦合节点之间，其中所述降压转换器的所述输入耦合至经整流的正弦交流电压，其中所述耦合节点为所述功率开关、电感器以及续流二极管的互连点，其中所述电感器耦合在所述耦合节点和所述降压转换器的输出之间，以及其中所述续流二极管耦合在耦合节点和所述降压转换器的输出返回之间；
控制器，所述控制器被耦合以接收代表所述降压转换器的所述输出的反馈信号，其中，所述控制器被耦合以生成驱动信号，所述驱动信号被耦合以控制所述功率开关的切换来调节从所述降压转换器的所述输入通过所述电感器到所述降压转换器的所述输出的能量传递；以及
反向电流防护电路，所述反向电流防护电路被包括在所述控制器中并且被耦合以响应于所述功率开关而检测所述功率开关的反向电流条件，其中所述反向电流防护电路被耦合以响应于所述反向电流条件生成抑制信号，其中所述功率开关被耦合以响应于所述抑制信号而被禁止接收所述驱动信号，以抑制通过所述功率开关的反向电流。
2.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反向电流防护电路被耦合以在所述功率开关的断开状态期间响应于所述功率开关的漏电压和所述功率开关的源电压之间的差来检测所述功率开关的所述反向电流条件。
3.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反向电流防护电路被耦合以在所述功率开关的接通状态期间响应于通过所述功率开关的电流随时间的变化来检测所述功率开关的所述反向电流条件。
4.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反向电流防护电路被耦合以在所述功率开关的断开状态期间感测所述降压转换器的经整流的正弦交流输入电压和输出电压，其中，所述反向电流防护电路被耦合以响应于所述降压转换器的所述经整流的正弦交流输入电压和所述输出电压之间的比较在所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值接近所述降压转换器的所述输出电压时检测所述功率开关的所述反向电流条件。
5.根据权利要求4所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值接近所述降压转换器的所述输出电压时将所述功率开关维持在接通状态。
6.根据权利要求4所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值接近所述降压转换器的所述输出电压时将所述功率开关维持在断开状态。
7.根据权利要求4所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值在所述降压转换器的输出电压之上的一个阈值内时将所述功率开关维持在接通状态，其中，所述接通状态下的所述功率开关为通过所述功率开关的反向电流提供低阻抗通路，以避免由于衬底传导而导致的控制器失效。
8.根据权利要求4所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值在所述降压转换器的输出电压之上的一个阈值内时将所述功率开关维持在断开状态，以防止通过衬底的任何反向电流从而防止控制器失效。
9.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反馈信号被耦合以响应于通过所述续流二极管的续流电流被取回，其中，所述反馈信号被耦合以响应于耦合至所述续流二极管的感测电阻器两端的电压降被提取。
10.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反馈信号被耦合以响应于通过所述电感器的电流被取回。
11.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述反馈信号被耦合以响应于通过所述功率开关的电流被取回。
12.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以接收旁路电压，并且其中，所述控制器的参考端子耦合至所述耦合节点。
13.根据权利要求12所述的切换电路，其中，旁路供电电压被耦合以通过所述功率开关的内部抽头端子被提供，其中，所述功率开关与所述控制器被集成在单个集成电路中。
14.根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述降压转换器被耦合以在临界导通模式(CrM)或断续导通模式(DCM)下运行，其中，在所述功率开关的断开状态期间，在所述电感器中的所有存储能量均释放出至所述降压转换器的输出之后，存在所述耦合节点上的电压在所述输出电压周围的空闲振荡直至下一切换循环，所述耦合节点上的电压能够稳定到所述降压转换器的输出电压，以及其中，在所述输出电压周围的振荡被耦合以使所述耦合节点上的电压小于所述输出电压导致通过所述功率开关的反向电流条件。
15.根据权利要求14所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以响应于所述经整流的正弦交流输入电压的每个半线路循环的不同控制区，其中，不同控制区包括：
第一控制区，在所述第一控制区中，所述经整流的正弦交流输入电压大于所述输出电压的两倍；
第二控制区，在所述第二控制区中，所述经整流的正弦交流输入电压小于所述输出电压的两倍并大于所述输出电压；以及
第三控制区，在所述第三控制区中，所述经整流的正弦交流输入电压小于所述输出电压。
16.根据权利要求15所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述第一控制区中运行以响应于通过所述电感器的电流的零电流检测，以保持所述降压功率转换器在具有所述耦合节点上的电压的空闲振荡的断续导通模式下运行，其中，所述功率开关被耦合以在所述功率开关的断开状态期间的所述耦合节点的振荡电压等于所述输入电压时接通。
17.根据权利要求15所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述第二控制区中运行以响应于检测所述耦合节点的电压随时间的变化，以使所述功率开关接通，并且其中，所述耦合节点的电压随时间的所述变化代表通过所述电感器的零电流和所述耦合节点上的电压的所述空闲振荡，从而开始提供所述功率开关的零电流接通。
18.根据权利要求15所述的切换电路，其中，所述控制器被耦合以在所述第三控制区中运行以保持所述功率开关处于接通状态，从而为通过所述功率开关的反向电流提供低阻抗通路并避免由于衬底传导而导致的控制器失效。
19.根据权利要求15所述的切换电路，其中，阈值下电感电流信号的激活被耦合以指示在所述第三控制区中所述经整流的正弦交流输入电压的瞬时值接近所述降压转换器的所述输出电压，其中，所述控制器被耦合以响应于所述阈值下电感电流信号的激活来将所述功率开关闭锁在接通状态，其中，所述阈值下电感电流信号被耦合以响应于所述降压转换器的输入电压增加至比所述降压转换器的输出电压大的电压而被停用，以及其中，所述控制器被耦合以响应于所述阈值下电感电流信号被停用而恢复所述功率开关的正常切换。
20.根据权利要求19所述的切换电路，其中，所述驱动信号为脉宽调制信号。
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