CN106301496A - 基于天线选择和预编码的空间调制*** - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，涉及基于天线选择和预编码的空间调制***。与传统的SM***模型相比，本发明在发射端增加了一个基于天线选择的预编码模块，通过对发射信号进行预编码以及发射天线的选取来实现误码率性能的提升。本发明的有益效果为，与传统的天线选择技术相比，本发明的计算复杂度相对更低，能有效提升误码率性能。

Description

基于天线选择和预编码的空间调制***

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及基于天线选择和预编码的空间调制***。

背景技术

多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术作为未来无线通信领域的关键技术之一，极大地提高了链路可靠性和***频谱效率(Spectrum Efficient，SE)。传统的MIMO***采用同垂直贝尔实验室分层空时结构(Vertical-Bell LaboratoriesLayered-Space-Time,V-BLAST)。它采用了多个信号在空间上进行多路复用，所有天线在同一时刻同时发送信号的方式。但这种方式在增加了***的吞吐量的同时也产生了信道间干扰(inter-channel interference，ICI)，并且接收端的最大似然检测算法(ML)的复杂度随着发射天线的增加而呈指数上升。

为了解决上述问题，一种新MIMO调制技术空间调制(SpatialModulation，SM)被提出。

在空间调制技术中，每个时刻只有一根天线被激活用以发送数据。输入的数据比特被映射为两个部分，一部分映射为激活天线的序号，其余部分映射为激活天线上发射的调制星座点。因此，空间调制能有效地避免传统多输入多输出技术中的信道间干扰和发送端天线同步问题。同时，与VBLAST的ML检测相比，空间调制技术在接收端的ML检测算法具有更低的复杂度。

为了进一步提高SM***的性能，多种实用的天线选择技术(TransmitAntennaSelection，TAS)被提出。天线选择技术作为一种能有效降低射频链路成本同时还能保证多天线***性能增益的方法，在MIMO技术发展过程中得到广泛而深入的研究，其研究方向主要为最小化***BER和最大化***容量。常见的天线选择技术有基于欧氏距离的天线选择(ED-TAS)、基于SVD分解的天线选择(SVD-Based ED-TAS)、基于最大化信道容量的天线选择(Maximum-Capacity TAS)和基于范数的天线选择(Norm-Based TAS)。其中，ED-TAS的性能最佳，但是其需要遍历所有可能的情况，因此复杂度较高。而基于SVD分解的天线选择则是在ED-TAS的基础上牺牲部分性能以降低计算复杂度。基于范数的天线选择算法的基本思想是选择信道范数最大的信道矩阵，其本质是最大化接收SNR。其计算复杂度极低，但性能没有基于欧氏距离的天线选择算法好。最大化信道容量的天线选择与前三者的目的不同，之前提到的算法均以优化BER性能为目的，但是最大化信道容量的天线选择算法是以最大化信道容量为天线选择的基本准则。

上述的SM***天线选择技术均是在所有的发射天线中通过算法选取特定数目的天线以备用，然后再根据输入比特与天线序号的映射关系来激活这些备用天线中的某一根天线进行发送，这种天线选择方式并未改变发射信号的值。而本发明则是在进行天线选择的同时对发射信号进行了预编码，即改变了实际发射信号的值，具体算法如下文所示。

发明内容

本发明所要解决的，就是在空间调制的基础上进行发射端的天线选择和发射信号的预编码，从而提高***的误码率性能。

本发明的技术方案是：本发明的基于天线选择和预编码的空间调制***，采用多输入多输出***二进制数字信号空间调制方法，所述***具有N_t根发射天线和N_r根接收天线，用于传输每组b比特的数字信号。其中每组b比特数据经过SM调制后映射为天线序号i和APM(幅度相位调制)符号。下面根据接收天线数目不同提出两种不同的预编码算法。

1)接收天线数N_r＝1的情况

在传统空间调制技术中，***通过SM映射方式选取天线索引和APM符号，其发射向量为只包含APM符号的稀疏矩阵。如在接收天线数为1的***中，激活第i根发射天线并传输APM符号x，那么接收端收到的信号为：

y＝h_ix+n (1)

在上式中，x为APM符号，n为加性噪声，信道h_i中的索引值表示此信道对应的激活天线，接收端可通过最大似然检测(ML)来恢复传输的信息。

当发射端拥有接收端反馈回来的信道信息后，发射端可以在发射信息前利用信道信息进行天线选择并对发射信号进行预处理，从而提高传输性能。经过SM映射后得到的天线索引为i，假设此时不使用天线i进行发送，而是激活另外一根天线j进行发送，那么发射的APM符号就需要预处理为：

$s=\frac{h_i}{h_j}x---\left(2\right)$

其中分子的信道索引值i对应信息比特所承载的发射天线索引，分母的信道索引值j对应实际激活的发射天线索引。由上式可以看出，新技术与传统空间调制最大的不同在于：新技术将承载数据信息的信道索引包含在发射信号内，然后通过合适的发射天线发送出去。而新技术的发射向量虽然也是稀疏矩阵，但包含信道信息。

对式(2)进行功率调整，使其发射功率为1，令调节因子为β，则发射信号可重写为如下形式：

$s=\mathrm{\β}\frac{h_i}{h_j}x---\left(3\right)$

则接收端收到的信号为：

$\begin{array}{c}y=h_j\×\mathrm{\β}\frac{h_i}{h_j}x+n\\ ={\mathrm{\βh}}_{i}x+n\end{array}---\left(4\right)$

在进行检测前将接受信号处理为如下形式：

$\hat{y}=\frac{y}{\mathrm{\β}}=h_{i}x+\frac{n}{\mathrm{\β}}---\left(5\right)$

从上式可见，接收信号的信噪比与相关，越小，即β越大，信噪比越高。因此可以通过在发送端灵活地选取所激活的天线以提高接收端的信噪比，即增大β的值。其中β的取值与h_i和h_j有关，由于h_i对应传输数据比特索引信息，其值是不可改变的，而h_j对应需要选择激活的发射天线并可以自由选择，因此功率调节因子β可通过选择不同天线进行改变。

因此基于天线选择的空间调制预编码技术就是选择h_j范数最大的天线进行激活，从而最大化β以提升***的误码率性能。

2)接收天线数N_r>1的情况

当接收天线数大于1时，1)中的方法不适用，因此需要采用另一种预编码处理方案来实现类似的性能提升。假设原始比特数据进行SM映射后的发射天线序号为i，APM符号为x。那么未进行预编码前，N_r根接收天线上收到的信号为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_r\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{1i}\\ h_{2i}\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_{ri}\end{array}\right]x+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ n_r\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{1i}x+n_1\\ h_{2i}x+n_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_{ri}x+n_r\end{array}\right]---\left(6\right)$

为了提升性能，对发射信号进行预编码并进行天线选择。采取的方式为将原来激活一根发射天线的方案变为激活多根发射天线，并进行预编码使发射向量m满足：

其中，t表示发射端激活天线的数目，r表示接收端天线的数目，式中的信道矩阵为天线选择后的等效矩阵，向量m为预编码后多根激活天线上发送的实际符号。因此该方案的目的就是选取最佳的发送向量m来提升传输性能。根据矩阵论的知识可知：

若等效信道矩阵表示为H，则表示等效信道矩阵H的伪逆矩阵，有式(8)中求得的发送向量m功率不为1，因此同样需要进行功率调整，即采用调节因子β进行功率调整，此时发射向量可重写为：

$\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ s_r\end{array}\right]=\mathrm{\β}\left[\begin{array}{c}{m}_1\\ m_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ m_r\end{array}\right]---\left(9\right)$

其中β表示如下：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\left|\right|\left[\begin{array}{cccc}{m}_1& m_2& ...& m_r\end{array}\right]|{|}_F}---\left(10\right)$

则接收收到的信号为：

在进行检测前将接收信号处理为如下形式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{y}}_1\\ {\hat{y}}_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\hat{y}}_r\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_r\end{array}\right]/\mathrm{\β}=\left[\begin{array}{c}{h}_{1i}x\\ h_{2i}x\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_{ri}x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ n_r\end{array}\right]/\mathrm{\β}---\left(12\right)$

从式(12)可见，接收信号的信噪比与相关。越小，即β越大，信噪比越高。这与1)中的结果一致，也就是说只需最大化β即实现***误码性能的提升。

为了最大化β，需要遍历所有可能的由激活天线和接收天线组成的等效信道矩阵，再通过式(8)得到对应的发射向量m，选取出范数最小的发射向量m即可实现β的最大化。

通过1)和2)的推导不难发现，两者的原理是一致的，即通过最大化β来提高接收信号的信噪比，从而提升误码性能。

本发明的有益效果为，与传统的天线选择技术相比，本发明的计算复杂度相对更低，能有效提升误码率性能。

附图说明

图1为本发明的基于天线选择和预编码的空间调制***模型示意图；

图2为天线选择和预编码前后SM***BER性能对比示意图；

图3为天线选择和预编码前后SSK***BER性能对比示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

图1中简要展示了基于天线选择和预编码的空间调制***模型的基本框架，可以看到与传统的SM***模型相比，该模型在发射端增加了一个基于天线选择的预编码模块，通过对发射信号进行预编码以及发射天线的选取来实现误码率性能的提升。接下来通过实施例详细描述本发明的技术方案。

实施例

接收天线数N_r＝1的情况：

假设所阐述的MIMO***是一个4发1收的***，即N_t＝4，N_r＝1，并且发射端通过反馈链路得知信道信息为h＝[h₁ h₂ h₃ h₄]。若待传输的比特数据为b＝1001，则前两个比特对应SM***中的天线索引映射，后两个比特对应QPSK调制符号映射，因此SM映射之后对应的激活天线为第3根，对应的QPSK符号为-1+1i。

接下来进行天线选择和预编码。首先对各路信道信息求二范数，即||h_i||_F,i＝1,2,3,4。选取二范数最大的h_i，此时h_i的索引号对应的就是实际激活的天线序号。假设二范数最大的h_i为h₁，那么实际激活的发射天线为第1根天线，通过此步骤就完成了天线的选取。为了使接收端能够正确地检测接收信号，还需要对发射信号进行预编码，预编码处理之后第1根天线上发射的信号为然后对其进行功率归一化处理，重写发射信号为其中由于二范数最大的h_i为h₁，因此这里的β为最大化取值。通过以上的两个步骤即实现了SM***的天线选择和预编码。

发射信号经过信道之后其接收信号可以表示为：

$\begin{array}{c}y=h_1\×\mathrm{\β}\frac{h_3}{h_1}(-1+1i)+n\\ ={\mathrm{\βh}}_3(-1+1i)+n\end{array}---\left(13\right)$

在进行检测前将接收信号处理为如下形式：

$\hat{y}=\frac{y}{\mathrm{\β}}=h_3(-1+1i)+\frac{n}{\mathrm{\β}}---\left(14\right)$

检测时采用最大似然检测即可恢复出原始数据。

2)接收天线数N_r>1的情况

与1)中类似，当接收天线数N_r>1时，假设所阐述的MIMO***是一个4发2收的***，即N_t＝4，N_r＝2，并且发射端通过反馈链路得知信道信息为若待传输的比特数据仍为b＝1001，则前两个比特对应SM***中的天线索引映射，后两个比特对应QPSK调制符号映射，因此SM映射之后对应的激活天线为第3根，对应的QPSK符号为-1+1i。

接下来的处理则与1)中不同。当接收天线数N_r>1时，假设接收天线数为2，实际激活的发射天线数也为2，并且满足如下关系：

$\left[\begin{array}{cc}{h}_{1j}& h_{1k}\\ h_{2j}& h_{2k}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{m}_j\\ m_k\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{1i}x\\ h_{2i}x\end{array}\right]---\left(15\right)$

其中j,k表示任意选取的两根激活发射天线的序号，i表示未预编码前SM映射对应的天线序号，向量m表示激活天线上发射的预编码符号。将式(15)以向量m的形式表示为：

$\left[\begin{array}{c}{m}_j\\ m_k\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{1j}& h_{1k}\\ h_{2j}& h_{2k}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{h}_{1i}x\\ h_{2i}x\end{array}\right]---\left(16\right)$

将发射向量m归一化表示为：

$\left[\begin{array}{c}{s}_j\\ s_k\end{array}\right]=\mathrm{\β}\left[\begin{array}{c}{m}_j\\ m_k\end{array}\right]---\left(17\right)$

β的取值可以表示为：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\left|\right|\left[\begin{array}{cc}{m}_j& m_k\end{array}\right]|{|}_F}---\left(18\right)$

为了最大化功率调节因子β，则需要选择二范数最小的向量m。假设经过次的遍历之后二范数最小的向量m＝[m₂ m₃]，即确定了天线选择后选取的发射天线为第2根和第3根，并且已对两激活天线上的发射符号进行了预编码，其值为m₂和m₃。

通过以上步骤就实现了接收天线大于1根的情况下发射天线的选择和预编码，其核心思想为最大化功率调节因子β。在接收端的进行处理与1)中一致，同样需要注意的是在检测前需要除去β，然后利用最大似然检测算法即可恢复出原始数据。

下面结合仿真结果分析本文发明对误码性能的提升。图2为基于天线选择和预编码的SM***和常规SM***的BER性能对比。

由上图不难发现，当发射天线为4根，接收天线为1根时，天线选择和预编码处理之后SM***的BER性能有可观的提升。在达到相同BER的前提下，天线选择和预编码处理后有大约4dB的信噪比提升；当发射天线为4根，接收天线为2根时，天线选择和预编码处理后BER性能提升也同样可观，验证了方案2)的可行性。此时在达到相同BER的前提下，天线选择和预编码处理后有大约2dB的信噪比提升。

除了空间调制***，本发明也同样适用于空移键控调制(SSK)，图3为基于天线选择和预编码的SSK***BER性能和常规SSK***的BER性能对比。

由图3可知，当发射天线为4根，接收天线为1根时，在达到相同BER的前提下，天线选择和预编码处理后同样有大约4dB的信噪比提升；当发射天线为4根，接收天线为2根时，天线选择和预编码处理后有大约2dB的信噪比提升。这一结果和SM***基本一致，说明了该发明的通用性。

Claims (1)

1.基于天线选择和预编码的空间调制***，所述***具有N_t根发射天线和N_r根接收天线，用于传输每组为b比特的数字信号；其中每组b比特数据经过SM调制后映射为天线序号i和APM符号x，其特征在于，

当接收天线N_r＝1时：

发射端采用如下公式1对发射信号进行预处理：

其中，分子的信道索引值i对应信息比特所承载的发射天线索引，分母的信道索引值j对应实际激活的发射天线索引；

对公式1进行功率调整，使其发射功率为1，令调节因子为β，则发射信号可重写为如下公式2：

则接收端收到的信号为如下公式3：

在进行检测前将接收信号处理为如下公式4：

其中，接收信号的信噪比与相关，越小，即β越大，信噪比越高；

当接收天线N_r＞1时：

发射端进行预编码使发射向量m满足如下公式5：

其中，t表示发射端激活天线的数目，r表示接收端天线的数目，公式5中的信道矩阵为天线选择后的等效矩阵，向量m为预编码后多根激活天线上发送的实际符号，则根据公式5可得如下公式6：

假设等效信道矩阵表示为H，则表示等效信道矩阵H的伪逆矩阵，有采用调节因子β进行功率调整，此时发射向量可重写为如下公式7：

其中β表示为如下公式8：

则接收到的信号为如下公式9：

在进行检测前将接收信号处理为如下公式10所示：

接收信号的信噪比与相关，越小，即β越大，信噪比越高。