CN106291612A - 一种导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其步骤为：S1：对接收信号进行数字正交解调，经过低通滤波后得到I\Q两路构成的复数基带信号；S2：对复数基带信号进行重采样，之后经过相干积分、检波以及非相干积分得到检测统计量，搜索全部检测统计量中的最大值，并记录最大值的格点位置；首轮检测完成后，调整搜索范围，执行多轮检测，并且对最大值格点位置的一致性进行检验；S3：根据检验结果判决捕获是否成功。本发明具有适应星间时变特性、提高捕获灵敏度以及实现快速捕获等优点。

Description

一种导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法

技术领域

本发明主要涉及到无线通信与测量技术领域，特指一种适用于导航卫星星间链路无线信号的高性能捕获判决方法。

背景技术

全球卫星导航***(Global Navigation Satellite System，GNSS)能够为地球及近地空间的任意地点提供全天候的精密位置和时间信息。在全球卫星导航***中，维持较高的卫星轨道确定精度和钟差确定精度是确保导航接收终端获得大***要求的定位或授时精度的关键。

导航卫星精密定轨与时间同步对星间测距功能的需求催生出了导航星座星间链路的概念。一旦通过星间链路在导航卫星间建立联系，导航***的空间段将不再是孤立卫星的组合，成为相互协同的一个整体。通过星地链路的配合，整个导航***的控制段和空间段真正形成了一个全天候、全天时的无缝网络，这为导航***的业务运行管理提供了巨大的发挥空间。星间链路可实现卫星导航***在仅配置少数监测站的情况下通过星间链路的精密测量获得轨道上其它弧段的测量信息，从而达到获得精密轨道参数的能力。

导航星座星间链路网络是一类复杂的卫星网络，具有典型的扁平化无中心的特征，是一个具有一定数量对等节点的无线网络。导航星座星间链路网络需要实现在时间约束条件下的多点对多点测量，为完成精密测量功能，导航卫星***通过星间链路播发和接收扩频测距信号进行卫星之间的精密测距，扩频信号的捕获是一个伪码和载波二维搜索的过程，搜索范围的大小直接决定信号捕获的快慢程度和实现难度。当星间链路使用无线电测距方法完成精密测距与时间同步时，不同轨道面上的卫星相对运动较大，给测量信号带来较大的多普勒频移，从而增大了信号的捕获范围，给捕获带来了一定的难度，特别是对于星上计算资源受限的情况。当星座中任意两颗卫星之间建立测量通信链路时，星间距离和多普勒变化范围较大，另外，从测量性能以及安全性的角度出发，星间无线信号往往采用长周期扩频码，如果不利用先验信息，码相位以及多普勒的二维搜索格点数量巨大，给捕获实现带来很大难度。

对于导航星座而言，时间同步和精密定轨是导航***运行的基础，星座中的卫星均处于一个高精度的时空基准中。星间链路***利用建链卫星的星历以及钟差信息预报信号到达时间以及多普勒，能够将码相位对应的时延搜索范围控制在十微秒量级以内，而多普勒的搜索范围小于100Hz。捕获范围的减小一定程度降低了捕获实现的难度，但仍面临以下几方面困难：

(1)从***应用角度出发，往往需要快速切换建链对象，导致星间信号持续时间短，因此，需要接收机快速完成捕获。

(2)星间距离远，要求捕获灵敏度高。

(3)星载设备处理资源紧张，需要充分提高资源利用率。

因此，星间链路无线信号的捕获，实质上是在一定搜索范围内，利用有限的星载设备资源实现弱信号快速捕获。

传统信号捕获过程包括检测统计量生成、峰值检测以及门限判决，门限的选取直接影响到捕获性能，门限过低会增加虚警概率，而门限选择过高则会降低捕获概率；因此，门限的确定至关重要。在恒虚警准则条件下，判决门限与噪声概率分布及其统计值有关。星间链路对于快速切换建链对象的需求，造成天线指向跳变，引起了背景噪声的时变特性，使得每次建链都需要重新统计噪声分布情况，然而，信号快速捕获条件下，只能依靠较少的数据样本进行噪声统计，容易引起统计结果的偏差，造成门限失准，从而影响到捕获性能。另外，门限的设定提高了检测统计量的能量标准，会降低捕获灵敏度，不利于弱信号捕获。最终捕获方法的实现还需要考虑到星载设备的资源问题，优化并完善捕获方法的资源利用率。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种能够提高捕获灵敏度、适合弱信号捕获、能够实现快速捕获的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其步骤为：

S1：对接收信号进行数字正交解调，经过低通滤波后得到I\Q两路构成的复数基带信号；

S2：对复数基带信号进行重采样，之后经过相干积分、检波以及非相干积分得到检测统计量，搜索全部检测统计量中的最大值，并记录最大值的格点位置；首轮结束后，继续执行多轮检测，并且对最大值格点位置的一致性进行检验；

S3：根据检验结果判决捕获是否成功。

作为本发明的进一步改进：在所述步骤S2中，执行多轮格点搜索以及峰值检测，即通过对峰值所对应格点位置的一致性检验实现捕获结果判决；在完成首轮搜索后，后续搜索范围将根据多普勒引起的相位变化情况进行设定。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S2中，所述正交解调是指按照载波多普勒驱动载波NCO生成正交的本地载波信号；所述信号重采样是指按照伪码多普勒驱动相位累加器生成信号重采样使能信号。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S2的详细流程为：

S201：根据先验信息及其不确定度确定相位格点搜索范围；所述先验信息包括星间无线信号到达时间TOA以及到达频率FOA；

S202：计算搜索范围内格点的检测统计结果；

S203：搜索检测结果最大值，并记录对应的格点位置；

S204：若为首轮搜索，根据格点位置确定后续“一致性检验”阶段搜索范围，并返回S202，否则进入S205；

S205：对最大值格点位置执行一致性检验；所述一致性检验为：针对每轮最大值对应的格点位置变化情况进行统计，当变化小于1个码片即认为前后“一致”；

S206：若没有完成全部检验，返回S202，进入下一轮搜索。

作为本发明的进一步改进：在步骤S3中，所述确认捕获结果是指：若连续M次检验结果“一致”，则判定捕获成功，否则，判定捕获失败。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S202中所述检测统计结果，采用时域计算方法或频域计算方法，计算结果为接收序列与本地伪码序列的相干积分或非相干积分结果。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S204中所述“一致性检验”阶段搜索范围是指：以首轮峰值检测结果对应的格点位置为中心设定后续“一致性检验”阶段搜索范围。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S206中所述全部检验完成是指若连续M次检验结果“一致”，则结束检验，否则，待N轮检测结束，完成全部检验。

作为本发明的进一步改进：所述步骤S205的详细流程为：

S2051：按照设定的搜索范围，计算全部格点的检测统计量，计算过程包括相干积分、检波以及非相干积分；

S2052：在全部检测统计量中搜索最大值，并记录格点相位

S2053：与上一轮最大值格点相位进行比较，定义一致性准则为若满足该准则对计数器m累加，否则清零；

S2054：若m达到M，结束捕获过程，并确认捕获成功，否则，看是否达到检验次数，若n达到N，结束捕获过程，且由于m未达到M，宣布捕获失败；

S2055：若n未达到N，进入下一轮检验。

作为本发明的进一步改进：在捕获过程中利用多普勒先验信息对接收序列码相位进行一阶动态补偿；若一阶动态补偿的精度不足，进一步采用二阶动态补偿，用于补偿的先验信息包括到达信号频率以及频率变化率。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1、本发明的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，避免了判决门限计算失准引起捕获性能下降，有利于提高捕获灵敏度，适合弱信号捕获，通过调整搜索范围，不仅减少了资源消耗，并且能够实现快速捕获。

2、本发明的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，为了降低虚警概率，执行最大值的多轮搜索，并通过码相位动态补偿，保持码相位真值的一致性，为了进一步提高捕获搜索速度，重新调整了“一致性检验”阶段的搜索范围。

3、本发明的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，避免了传统门限判决带来的统计失准、计算资源消耗以及捕获灵敏度降低等问题，不仅充分满足星间链路体制引起噪声特性时变条件下的信号快速捕获需求，还可以广泛应用于各类型星载及地面扩频接收机。

附图说明

图1是测距通信一体化的星间链路无线信号结构原理示意图。

图2是本发明在具体应用时星间链路无线信号捕获的原理示意图。

图3是本发明在具体应用时进行搜索的流程示意图。

图4是本发明在具体应用时进行一致性检验的流程示意图。

图5是本发明在具体应用时进行码相位动态补偿功能的原理示意图。

具体实施方式

以下将结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。

如图1所示，为测距通信一体化的星间链路无线信号结构示意图，包括测量支路与通信支路。其中，测量支路不含数据信息，仅包括扩频码，通信支路则含有数据信息，并经过扩频调制，两个支路按照UQPSK方式调制载波后生成星间无线信号。根据该结构生成的信号模型为：

式中：

j：表示卫星编号；

A_c：表示调制于各频点载波I支路的测距扩频码振幅；

A_p：表示调制于各频点载波Q支路的通信扩频码振幅；

C：表示I支路测距扩频码；

P：表示Q支路通信扩频码；

D_p：表示Q支路通信扩频码上调制的数据码；

f：表示星间链路载波频率；

表示星间链路测量信道载波初相；

表示星间链路通信信道载波初相。

接收机接收星间无线信号，通过跟踪测量支路伪码或载波相位，实现星间测距及时间同步功能，并辅助完成通信支路数据传输功能，因此，接收机仅针对测量支路进行捕获处理。

本发明的核心原理为：在搜索区间内计算全部格点的检测统计结果，查找最大值并且记录其所在格点位置；然后在初始最大值所在格点的附近区间内反复计算检测结果并搜索最大值，同时记录每轮搜索对应的格点位置，最终通过最大值所在格点位置的一致性检验确定捕获成功与否。

如图2和图3所示，本发明的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其具体步骤为：

S1：对接收信号进行数字正交解调，经过低通滤波后得到I\Q两路构成的复数基带信号；

S2：对信号进行重采样，重采样率为伪码速率两倍；之后经过相干积分、检波以及非相干积分得到检测统计量，搜索全部检测统计量中的最大值，并记录最大值的格点位置；首轮结束后，继续执行多轮检测，并且对最大值格点位置的一致性进行检验；

S3：根据检验结果判决捕获是否成功。

本发明在步骤S2中执行多轮格点搜索以及峰值检测，通过对峰值所对应格点位置的一致性检验实现捕获结果判决。而且，为了提高捕获速度，在完成首轮搜索后，后续搜索范围将根据多普勒引起的相位变化情况进行设定，在确保捕获性能的情况下，尽量避免多余搜索。

在步骤S2中，正交解调是指按照载波多普勒驱动载波NCO生成正交的本地载波信号。信号重采样是指按照伪码多普勒驱动相位累加器生成信号重采样使能信号。相干积分是指根据资源以及捕获时间等要求，可以采用时域方法或频域方法，可以采用串行结构也可以采用并行结构。检波是指可以采用“包络检波”、“平方律检波”或“差分检波”。

在本实施例中，上述步骤S2的详细流程为：

S201：根据先验信息及其不确定度确定相位格点搜索范围；所述先验信息包括星间无线信号到达时间(TOA)以及到达频率(FOA)；

S202：计算搜索范围内格点的检测统计结果；所述检测统计结果，可采用时域计算方法或频域计算方法，计算结果为接收序列与本地伪码序列的相干积分或非相干积分结果；

S203：搜索检测结果最大值，并记录对应的格点位置；

S204：若为首轮搜索，根据格点位置确定后续“一致性检验”阶段搜索范围，并返回S202，否则进入S205；所述“一致性检验”阶段搜索范围是指：以首轮峰值检测结果对应的格点位置为中心设定后续“一致性检验”阶段搜索范围；

S205：对最大值格点位置执行一致性检验；所述一致性检验为：针对每轮最大值对应的格点位置变化情况进行统计，当变化小于1个码片即认为前后“一致”；

S206：若没有完成全部检验，返回S202，进入下一轮搜索。所述全部检验完成是指若连续M次检验结果“一致”，则结束检验，否则，待N轮检测结束，完成全部检验。

在步骤S3中，所述确认捕获结果是指：若连续M次检验结果“一致”，则判定捕获成功，否则，判定捕获失败。

如图4所示，在本实施例中，上述步骤S205的详细流程为：

S2051：按照设定的搜索范围，计算全部格点的检测统计量，计算过程包括相干积分、检波以及非相干积分；

S2052：在全部检测统计量中搜索最大值，并记录格点相位

S2053：与上一轮最大值格点相位进行比较，定义一致性准则为若满足该准则对计数器m累加，否则清零；

S2054：若m达到M，结束捕获过程，并确认捕获成功，否则，看是否达到检验次数，若n达到N，结束捕获过程，且由于m未达到M，宣布捕获失败；

S2055：若n未达到N，进入下一轮检验。

在上述过程中，一致性准则是指：引起格点相位变化的因素包括两轮搜索期间码相位的变化以及***分辨率的模糊度，由于采用半码片作为相位搜索格点，因此，***分辨率存在一个相位格点的模糊度，即理论上另外，限定两轮搜索期间码相位的最大变化值为1/4码片，即1/2个相位格点，使得仍然成立。因此，以作为一致性准则，前提是两轮搜索期间码相位变化小于1/4码片，而这需要通过码多普勒补偿予以保障。

搜索范围为：第一轮搜索时，按照信号到达时间TOA的变化区间进行设定，设TOA的变化范围为[T_OA-△T_OA,T_OA+△T_OA]，其中，T_OA表示估计得到的TOA，△T_OA表示估计偏差。将捕获的起始时间设置为T_OA+△T_OA，那么，相位搜索对应的时间区间为[0,2△T_OA]。这样设置的优点在于，启动搜索时信号便已到达，避免了无信号条件下的虚警。

在第一轮搜索结束后，进入“一致性检验”阶段，后续搜索区间都将依据首轮搜索的峰值格点位置进行设定，中心为搜索范围的确定需要考虑搜索期间的码相位变化，并且会影响虚警概率，在进行码多普勒补偿情况下，码相位变化仅为几个码片。若设定的搜索范围小于当前捕获方法的搜索单元，可调整至与搜索单元相同，虽然出现了多余搜索，但实现了搜索资源的复用，能够提高资源利用率。

进一步，为确保格点位置真值具有确切的一致性，捕获过程中利用多普勒先验信息对接收序列码相位进行一阶动态补偿；若一阶动态补偿的精度不足，可采用二阶动态补偿，用于补偿的先验信息包括到达信号频率以及频率变化率。

如图5所示，本发明在具体应用实例中码相位动态补偿功能原理示意图，包括一阶码相位补偿控制以及二阶码相位补偿控制。一阶补偿控制是指：首先根据频率控制字累加得到数字相位值，在相位值跨周时刻，生成整周脉冲，脉冲的平均间隔与频率控制字对应的周期一致。整周脉冲将被作为数据选抽的控制信号，实现对数据的重采样。二阶补偿控制中加入了调频控制字，在频率控制字的基础上，实现了对频率及其变化的实时跟踪控制，因此，比一阶补偿控制更加准确。

一阶补偿控制中的相位表达式为：

式中，E表示频率控制字，表示初始相位值，L表示相位累加器长度，频率控制字的计算方法为：

$E=\[\frac{f_c\·2^L}{f_s}\]---\left(3\right)$

式中，[·]表示求整操作，f_c表示补偿后的重采样频率，f_s表示数据采样时钟频率。f_c等于接收扩频码速率的两倍，包含了星间相对运动速度引起的多普勒偏移，可根据到达信号频率FOA计算得到。

当采用一阶补偿控制时，设先验信息带来的f_c估计误差为△f_c，相应的，频率控制字的偏差△E为：

$\mathrm{\Δ}E=\[\frac{{\mathrm{\Δf}}_c\·2^L}{f_s}\]---\left(4\right)$

设两轮搜索时间间隔对应的采样脉冲个数为N，那么，两轮搜索期间因多普勒频差引起的相位变化为△EN，当满足：

△EN>2^L-1 (5)

即码相位变化超过1/4码片，则可能引起从而造成漏检。这种情况则需要采用二阶补偿控制，相比一阶补偿虽然增加了资源消耗，但准确度更高。

二阶补偿控制中的相位表达式为：

式中，F表示调频控制字，M表示频率累加器长度。调频控制字的计算方法为：

$F=\[\frac{f_c^{\′}\·2^M}{f_s}\]---\left(7\right)$

其中，f′_c等于接收扩频码速度变化率的两倍，包含了星间相对运动加速度引起的多普勒频率变化，可根据到达信号频率变化率MOA计算得到。

基于本发明的上述方法，在具体实施之后的性能分析为以下几个方面：

(1)虚警概率；

设总的搜索次数为N，一致性检验门限为M，即需要连续M次满足相位一致条件，认定捕获成功，第一轮搜索格点数量为L₀，进入“一致性检验”阶段每轮搜索的格点数量为L_c。发生虚警可以分为两种情况，第一种是“一致性检验”阶段搜索范围内不包括真实码相位及其相邻格点，这种情况下的条件概率定义为P_f1。

设截止第n轮通过“一致性检验”的概率为P_f1(n)，可以描述为(n-M+1,n-M+2,L,n)轮均符合一致性准则，第n-M轮不符合一致性准则，1至n-M-1轮内不存在连续M轮符合一致性准则。在上述条件下，若n-M+1不符合一致性准则，而其他条件不变，那么当n+1轮符合一致性准则，则截止n+1轮将通过“一致性检验”，另外，当n-M轮符合一致性准则，但不会造成截止n-M轮通过“一致性检验”时，若n+1轮符合一致性准则，截止n+1轮仍将通过“一致性检验”。利用上述关系得到：

$\begin{array}{c}{P}_{f1}(n+1)=\left(\frac{C_{L_c-3}^1}{C_3^1}{P}_{f1}\right(n\left)\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)+\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c-3}^1}\frac{C_{L_c-3}^1}{C_3^1}{P}_{f1}\right(n\left)\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)(1-P_{f1}(n-M\left)\right)\\ =\left(\frac{C_{L_c-3}^1}{C_{L_c}^1}{P}_{f1}\right(n\left)\right)+\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}{P}_{f1}\right(n\left)\right)(1-P_{f1}(n-m\left)\right)\end{array}---\left(8\right)$

式中，C表示组合，当n<2M时，P_f1(n-M)＝0，那么，根据(8)，得到

P_f1(n+1)＝P_f1(n)n≥M+1 (9)

综合(8)，(9)得到，P_f1(n+1)≤P_f1(n)，那么，第一种情况下虚警概率满足

$P_{f1}=\underset{n=M}{\overset{n=N}{\&Sigma;}}{P}_{f1}\left(n\right)\&le;P_{f1}\left(M\right)+(N-M)P_{f1}(M+1)---\left(10\right)$

其中，P_f1(M)表示前M轮通过一致性检验的概率，可表示为：

$P_{f1}\left(M\right)={\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M---\left(11\right)$

P_f1(M+1)表示第一轮不符合一致性准则随后M轮通过一致性检验的概率，可表示为：

$P_{f1}\left(M\right)=\frac{C_{L_c-3}^1}{C_{L_c}^1}{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M---\left(12\right)$

因此，

$\begin{array}{c}{P}_{f1}\&le;{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M+(N-M)\frac{C_{L_c-3}^1}{C_{L_c}^1}{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M\\ <(N-M+1){\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M\end{array}---\left(13\right)$

第一种情况可以描述为，首轮搜索的最大值相位与真实码相位之差大于那么，在确认“一致性检验”阶段搜索范围时，将真实码相位及其相邻格点排除在外了。发生第一种情况的概率为：

$(1-P_{d3})\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}---\left(14\right)$

式中，P_d3表示真实码相位及其相邻两个格点中任意一个成为最大值的概率。

第二种情况是“一致性检验”阶段搜索范围内包括真实码相位及其相邻格点，参照第一种情况下的计算方法，这种情况下的条件概率满足：

$P_{f2}<(N-M+1){(1-P_{d3})}^M{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c-3}^1}\right)}^M---\left(15\right)$

而发生第二种情况的概率可以表示为：

$1-(1-P_{d3})\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}---\left(16\right)$

那么，总的虚警概率表示为：

$\begin{array}{c}{P}_f=(1-P_{d3})\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}{P}_{f1}+(1-(1-P_{d3}\left)\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}\right)P_{f2}\\ <(N-M+1)\left(\right(1-P_{d3})\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c}^1}\right)}^M+(1-\left(1-P_{d3}\right)\frac{C_{L_0-3-L_c}^1}{C_{L_0-3}^1}\left){\left(1-P_{d3}\right)}^M{\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c-3}^1}\right)}^M\right)\\ <(N-M+1)(1-P_{d3}){\left(\frac{C_3^1}{C_{L_c-3}^1}\right)}^M\end{array}$

(2)捕获概率；

定义截至第n轮通过“一致性检验”且结果为真实码相位或相邻格点的概率为P_d(n)，那么总的捕获概率为：

$P_d=\underset{n=M}{\overset{n=N}{\&Sigma;}}{P}_d\left(n\right)>P_d\left(M\right)---\left(18\right)$

其中，P_d(M)表示前M轮通过一致性检验的概率，可表示为：

P_d(M)＝(P_d3)^M+1 (19)

那么，总的捕获概率满足：

P_d>(P_d3)^M+1 (20)

(3)捕获时间；

设首轮搜索时间为T₀，进入“一致性检验”阶段每轮的搜索时间为T_c，那么，捕获时间满足：

T₀+MT_c≤T₀+nT_c≤T₀+NT_c (21)

参数计算：

通常情况下，以一定虚警概率条件下提高捕获概率为准则。首先，根据(17)式确定N,M,L_c,P_d3。在满足虚警概率条件的参数组合中，尽量选取较小的M以及较大的P_d3，从而能够提高捕获概率。然而，P_d3与积分时间、输入信号载噪比以及噪声分布特性等因素有关，较大的P_d3需要增加预检测积分时间或者降低捕获灵敏度，若捕获灵敏度一定，则在最低载噪比条件下，按照噪声实际分布特性对P_d3进行蒙特卡洛仿真，并最终确定预检测积分时间。

在一个具体应用实例中，在要求虚警概率小于10^-5并且捕获概率大于95％的条件下进行参数选择。取N＝4,M＝3,L_c＝60,P_d3＝0.992，那么，根据(17)，虚警概率满足P_f<2×10^-6，根据(20)，捕获概率P_d>96.8％。

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，步骤为：

S1：对接收信号进行数字正交解调，经过低通滤波后得到I\Q两路构成的复数基带信号；

S2：对复数基带信号进行重采样，之后经过相干积分、检波以及非相干积分得到检测统计量，搜索全部检测统计量中的最大值，并记录最大值的格点位置；首轮结束后，继续执行多轮检测，并且对最大值格点位置的一致性进行检验；

S3：根据检验结果判决捕获是否成功。

2.根据权利要求1所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，在所述步骤S2中，执行多轮格点搜索以及峰值检测，即通过对峰值所对应格点位置的一致性检验实现捕获结果判决；在完成首轮搜索后，后续搜索范围将根据多普勒引起的相位变化情况进行设定。

3.根据权利要求1所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述正交解调是指按照载波多普勒驱动载波NCO生成正交的本地载波信号；所述信号重采样是指按照伪码多普勒驱动相位累加器生成信号重采样使能信号。

4.根据权利要求1或2或3所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S2的详细流程为：

S201：根据先验信息及其不确定度确定相位格点搜索范围；所述先验信息包括星间无线信号到达时间TOA以及到达频率FOA；

S202：计算搜索范围内格点的检测统计结果；

S203：搜索检测结果最大值，并记录对应的格点位置；

S204：若为首轮搜索，根据格点位置确定后续“一致性检验”阶段搜索范围，并返回S202，否则进入S205；

S205：对最大值格点位置执行一致性检验；所述一致性检验为：针对每轮最大值对应的格点位置变化情况进行统计，当变化小于1个码片即认为前后“一致”；

S206：若没有完成全部检验，返回S202，进入下一轮搜索。

5.根据权利要求4所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，在步骤S3中，所述确认捕获结果是指：若连续M次检验结果“一致”，则判定捕获成功，否则，判定捕获失败。

6.根据权利要求4所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S202中所述检测统计结果，采用时域计算方法或频域计算方法，计算结果为接收序列与本地伪码序列的相干积分或非相干积分结果。

7.根据权利要求4所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S204中所述“一致性检验”阶段搜索范围是指：以首轮峰值检测结果对应的格点位置为中心设定后续“一致性检验”阶段搜索范围。

8.根据权利要求4所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S206中所述全部检验完成是指若连续M次检验结果“一致”，则结束检验，否则，待N轮检测结束，完成全部检验。

9.根据权利要求4所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，所述步骤S205的详细流程为：

S2051：按照设定的搜索范围，计算全部格点的检测统计量，计算过程包括相干积分、检波以及非相干积分；

S2052：在全部检测统计量中搜索最大值，并记录格点相位

S2053：与上一轮最大值格点相位进行比较，定义一致性准则为若满足该准则对计数器m累加，否则清零；

S2054：若m达到M，结束捕获过程，并确认捕获成功，否则，看是否达到检验次数，若n达到N，结束捕获过程，且由于m未达到M，宣布捕获失败；

S2055：若n未达到N，进入下一轮检验。

10.根据权利要求1或2或3所述的导航卫星星间链路无线信号高性能捕获判决方法，其特征在于，在捕获过程中利用多普勒先验信息对接收序列码相位进行一阶动态补偿；若一阶动态补偿的精度不足，进一步采用二阶动态补偿，用于补偿的先验信息包括到达信号频率以及频率变化率。