CN106208872B - 基于免疫算法的pmsm高频电压方波注入转速估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，具体按照以下步骤实施：步骤1：在估计旋转坐标系中注入高频电压方波信号，使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压信号对应的高频电流响应；步骤2：由步骤1得到的高频电流响应通过信号处理得到转子位置误差信号；步骤3：由步骤2中得到的转子位置误差信号通过龙贝格观测器估计PMSM的转速和转子位置。本发明一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，经过在线学习的免疫算法对滤波器的时间常数进行在线调节，达到滤波器时间常数自主寻优目的，使高频注入法估计的转子位置更好的跟踪实际转子位置，减小因滤波器引起的相位滞后。

Description

基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机控制技术领域，具体涉及一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法。

背景技术

永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)是一个多变量、强耦合、非线性、变参数的复杂对象，具有高精度、高动态性能、高可靠性、小体积等优势，在高精度和高可靠性要求场合获得广泛应用。近年来在永磁同步电机矢量控制***中，为了克服使用机械传感器带来的高成本、安装维护困难、抗干扰能力下降、可靠性降低等缺陷，通过各种不同的估计方法得到速度和位置信息的无速度传感器技术，已成为电机控制领域中的研究热点之一。许多学者开展了无传感器控制技术的研究，在各种转子位置的检测方法中大多都是基于反电动势的估算方法来获得转子位置信息。这种方法虽然实施简单，但有一个共同的问题，即在零速或低速时会因反电势过小或根本无法检测而失败。高频注入法通过外加高频激励信号检测转子的位置，检测处理过程中与转速无关，故其可适用于低速和零速场合，成为当前研究的热点。

高频注入法通过外加高频激励信号检测转子的位置，检测处理过程中与转速无关，故其在低速和零速场合拥有良好的动态性能，具有良好的应用前景。然而高频电压注入法为了把高频电流响应从基波和谐波中分离出来，使用滤波器是不可避免的，滤波器的使用会使高频电压对应的高频电流响应的相位滞后，而高频电流响应包含转子位置信息，这将会导致转子位置的估计值滞后实际值。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，解决了现有高频电压方波注入法由于使用滤波器引起估计转子位置滞后实际转子位置的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1：在估计旋转坐标系中注入高频方波电压信号，使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压信号对应的高频电流响应；

步骤2：由步骤1得到的高频电流响应通过信号处理得到转子位置误差信号；

步骤3：由步骤2中得到的转子位置误差信号通过龙贝格观测器估计PMSM的转速和转子位置。

本发明的特点还在于：

步骤1具体为：

步骤1.1：在估计旋转坐标系中的d轴注入高频方波电压信号表示为：

其中，和分别为在估计旋转坐标系中d轴和q轴注入的高频电压，V_h为注入电压的幅值，n为采样序号；

步骤1.2：将采样到的三相电流i_A、i_B、i_C变换到两相静止坐标系下，得到两相静止坐标系下电流信号i_α、i_β：

步骤1.3：将两相静止坐标系下的电流信号i_α、i_β变换到估计转子旋转坐标系下，得到估计转子旋转坐标系下的电流信号

其中，为估计的转子位置；

步骤1.4：由于电流信号中含有基波电流、谐波电流和高频电流，因此使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压对应的估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应

基于免疫算法在线优化的高通滤波器形式为：

其中，α是滤波常数，k_p是由免疫算法得到的一个调节因子，s＝jω；

估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应表示为：

调节因子k_p具体获得过程为：

设第k代的抗原数量为e(k)，由抗原刺激而产生的T_h细胞的浓度为T_h(k)，抑制性T_c细胞浓度为T_c(k)，则B细胞所接受到的刺激u(k)为：

u(k)＝T_h(k)-T_c(k) (6)

其中，T_h(k)＝k₁e(k)，T_c(k)＝k₂g(Δu(k))e(k)，k₁、k₂为定常系数；

将u(k)设为滤波器的输出，则有如下反馈控制律：

u(k)＝k₁e(k)-k₂g(Δu(k))e(k)＝k_pe(k) (7)

k_p＝K[1-μg(Δu(k))] (8)

其中，K＝k₁为增益，μ＝k₂/k₁为控制稳定效果参数，K和μ均为可调参数；

g(Δu(k))为一选定的非线性函数：

g(Δu(k))＝1-exp(-Δu²(k)/b) (9)

其中，Δu(k)为的当拍值和前一拍的差，b为可调参数。

步骤2具体为：

在实际转子旋转参考坐标系中，PMSM的模型表达式为：

其中，u_d、u_q分别为电压在d轴和q轴的分量，i_d、i_q分别为电流在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为定子电感在d轴和q轴的分量；ω_r为转子电气角速度；ψ_f为转子永磁体产生的磁链；

由于注入信号的频率比电机本身频率信号的频率高很多倍，且高频时电阻值相对于电抗非常小，又电流i_d、i_q响应中含有基波电流、谐波电流和高频电流，i_d、i_q通过步骤1的高通滤波器可以分离出高频电流，根据公式(10)得永磁同步电机的高频电压方程模型为：

其中，u_dh、u_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电压，i_dh、i_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电流；

将公式(11)变换到估计转子旋转坐标系表示为：

其中， 和分别为在估计转子旋转坐标系d轴和q轴的高频电流分量，θ_r为实际转子位置，为估计转子位置；

由公式(12)，得估计转子坐标系下高频电流响应为

其中，为积分算子，为矩阵的逆矩阵；

将公式(1)代入公式(13)，得估计坐标系下q轴的电流响应

其中，T_s为注入方波信号周期，

对产生的高频电流信号进行处理，得：

其中，为转子位置误差信号。

步骤3具体为：

步骤3.1：忽略阻尼转矩，由PMSM机械方程得：

其中，为估计的转速，n_p为极对数，J为转动惯量，T_e为电磁转矩，T_L为负载转矩；

负载转矩T_L用比例、积分等效为：

其中，K_p1为比例系数，K_i1为积分系数，表示积分算子；

由公式(15)和公式(17)得：

其中，

电磁转矩T_e为给定量：

把公式(18)和(19)求得的T_L和T_e代入公式(16)，对(16)积分得到估计的转速对估计的转速积分得到估计的转子位置

本发明的有益效果是：本发明一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，与传统高频电压方波注入法相比，经过在线学习的免疫算法对滤波器的时间常数进行在线调节，达到滤波器时间常数自主寻优目的，使高频注入法估计的转子位置更好的跟踪实际转子位置，减小因滤波器引起的相位滞后。

附图说明

图1是本发明所采用的基于免疫算法的永磁同步电机高频电压方波注入转速估计矢量***框图；

图2是本发明所采用的免疫应答***的示意图；

图3是本发明中b取不同值时对应g(Δu(k))的函数曲线图；

图4是本发明中基于免疫算法优化的高通滤波器框图；

图5是本发明中所采用的龙贝格观测器框图。

图中，1.注入的高频电压方波，2.电流信号检测电路，3.PMSM，4.Clark变换，5.Park变换，6.免疫算法优化的HPF，7.龙贝格观测器，8.Park逆变换，9.PWM发生模块，10.三相逆变器。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，其中所采用的基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计矢量***框图如图1所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1：在估计旋转坐标系中注入高频方波电压信号，使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压信号对应的高频电流响应，具体为：

步骤1.1：在估计旋转坐标系中的d轴注入高频方波电压信号表示为：

其中，和分别为在估计旋转坐标系中d轴和q轴注入的高频电压，V_h为注入电压的幅值，n为采样序号；

步骤1.2：通过图1中的Clarke变换4将采样得到的三相电流i_A、i_B、i_C变换到两相静止坐标系下，得到两相静止坐标系下电流信号i_α、i_β：

步骤1.3：通过图1中的Park变换5将两相静止坐标系下的电流信号i_α、i_β变换到估计转子旋转坐标系下，得到估计转子旋转坐标系下的电流信号

其中，为估计的转子位置；

步骤1.4：由于电流信号中含有基波电流、谐波电流和高频电流，因此使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压对应的估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应

一般情况下，高通滤波器选一阶滤波器，其形式为：

其中，α是滤波常数，k_p是由免疫算法得到的一个调节因子，s＝jω。

估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应表示为：

调节因子k_p具体获得过程为：

如图2所示，设第k代的抗原数量为e(k)，由抗原刺激而产生的T_h细胞的浓度为T_h(k)，抑制性T_c细胞浓度为T_c(k)，则B细胞所接受到的刺激u(k)为：

u(k)＝T_h(k)-T_c(k) (6)

其中，T_h(k)＝k₁e(k)，T_c(k)＝k₂g(Δu(k))e(k)，k₁、k₂为定常系数。

将u(k)设为滤波器的输出，则有如下反馈控制律：

u(k)＝k₁e(k)-k₂g(Δu(k))e(k)＝k_pe(k) (7)

k_p＝K[1-μg(Δu(k))] (8)

其中，K＝k₁为增益，μ＝k₂/k₁为控制稳定效果参数，K和μ均为可调参数；

g(Δu(k))为一选定的非线性函数：

g(Δu(k))＝1-exp(-Δu²(k)/b) (9)

其中，Δu(k)为的当拍值和前一拍的差，b为可调参数。

无论b取何值，对于非线性函数g(Δu(k))都存在0＜g(Δu(k))＜1，b的取值决定了g(Δu(k))的输入/输出关系以及g(Δu(k))曲线的形状，b越大g(Δu(k))曲线越平滑，图3为b取不同值时对应g(Δu(k))的函数曲线。

图4为基于免疫算法优化的高通滤波器框图(也就是公式(4)的具体实现过程)，的当拍值减去前一拍值(表示延迟单元，可以得到前一拍的值)为Δu(k)，Δu(k)作为公式(9)的输入，由g(Δu(k))和可调参数K、μ可得k_p(公式(8)所示)，k_p与相乘的积再与α相乘(公式(4)所示)。

步骤2：由步骤1得到的高频电流响应通过信号处理得到转子位置误差信号，具体为：

在实际转子旋转参考坐标系中，PMSM的模型表达式为：

其中，u_d、u_q分别为电压在d轴和q轴的分量，i_d、i_q分别为电流在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为定子电感在d轴和q轴的分量；ω_r为转子电气角速度；ψ_f为转子永磁体产生的磁链；

因为注入信号的频率比电机本身转速信号的频率高很多倍，且高频时电阻值相对于电抗非常小，只考虑载波信号时，公式(10)中的第二项占主导地位，其他项可以忽略。由于电流i_d、i_q响应中含有基波电流、谐波电流和高频电流，i_d、i_q通过步骤1得到高通滤波器可以分离出高频电流，根据公式(10)可得永磁同步电机的高频电压方程模型为：

其中，u_dh、u_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电压，i_dh、i_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电流。

将公式(11)变换到估计转子旋转坐标系表示为：

其中， 和分别为在估计转子旋转坐标系d轴和q轴的高频电流分量，θ_r为实际转子位置，为估计转子位置。

由公式(12)，得估计转子坐标系下高频电流响应为

其中，为积分算子，为矩阵的逆矩阵。

将公式(1)代入公式(13)，得估计坐标系下q轴的电流响应

其中，T_s为注入方波信号周期，

通过以上对高频电流响应的推导，得出了高频电压方波信号注入产生的高频电流响应表达式，由表达式可以看出：高频响应电流表达式中包含着转子位置信息，通过合适的信号处理后，就可以得到电机转子位置误差信号，对产生的高频电流信号进行处理，可得：

其中，为转子位置误差信号。

因为在稳态时非常小，所以可以认为通过公式(11)获得了转子位置误差信号Δθ。

步骤3：由步骤2中得到的转子位置误差信号通过如图5所示的龙贝格观测器估计PMSM的转速和转子位置，具体为：

步骤3.1：忽略阻尼转矩，由PMSM机械方程得：

其中，为估计的转速，n_p为极对数，J为转动惯量，T_e为电磁转矩，T_L为负载转矩。

负载转矩T_L用比例、积分等效为：

其中，K_p1为比例系数，K_i1为积分系数，表示积分算子。

由公式(15)和公式(17)得：

其中，

电磁转矩T_e为给定量：

把公式(18)和(19)求得的T_L和T_e代入公式(16)，对(16)积分得到估计的转速对估计的转速积分得到估计的转子位置

基于免疫算法的高频方波电压注入PMSM矢量控制***框图如图1所示，矢量控制***由速度外环和电流内环组成，电流内环包含i_d和i_q分别所在的两个***内环，工作过程为：在旋转坐标系中的d轴上注入高频电压方波信号V_h(-1)ⁿ1，电流检测电路2通过霍尔传感器检测永磁同步电机(PMSM)3在三相静止坐标系下的三相输入电流i_A、i_B、i_C，其中三相输入电流包含高频电流、基频电流和谐波电流，三相输入电流经过Clarke变换(3s/2s)4，转换为两相静止坐标系下的电流值i_α、i_β；两相静止坐标系下的电流值i_α、i_β以及电机转子角经过Park变换(2s/2r)5转换为估计转子旋转坐标系下的电流信号电流信号经过LPF(Low Pass Filter，低通滤波器)得到i_d和i_q，经过免疫算法优化的HPF(HighPass Filter，高通滤波器)6得到高频电流响应乘以(-1)⁽ⁿ⁺¹⁾得到根据得到的可以得到转子位置误差信号，转子位置误差信号经过龙贝格观测器7获得估计的转速和估计的转子位置将速度外环中的给定转速ω^*与龙贝格观测器6估计的电机转速做差，经过速度外环速度调节器调节后，输出转子旋转坐标系下的q轴电流给定励磁电流与电流i_d做差，经过电流调节器调节之后，得到两相旋转坐标的d轴输出电压转矩电流与电流i_q做差，经过电流调节器调节后，得到两相旋转坐标的q轴输出电压旋转坐标系下的两相电压与经过Park逆变换(2r/2s)8之后转换为两相静止坐标系下的两相电压u_α、u_β，两相电压u_α、u_β经过PWM发生模块9的调节，产生PWM波，再经过三相逆变器10之后，驱动永磁同步电机PMSM3工作。

本发明一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，经过在线学习的免疫算法对滤波器的时间常数进行在线调节，达到滤波器时间常数自主寻优目的，使高频电压方波注入法估计的转子位置更好的跟踪实际转子位置，减小因滤波器引起的相位滞后。

本发明一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，利用含有转子位置信息的高频电流响应，估计永磁同步电机转子位置和转速，最终实现对永磁同步电机的无速度传感器矢量控制。

Claims (4)

1.一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1：在估计旋转坐标系中注入高频方波电压信号，使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压信号对应的高频电流响应：

步骤1.1：在估计旋转坐标系中的d轴注入高频方波电压信号表示为：

其中，和分别为在估计旋转坐标系中d轴和q轴注入的高频电压，V_h为注入电压的幅值，n为采样序号；

步骤1.2：将采样到的三相电流i_A、i_B、i_C变换到两相静止坐标系下，得到两相静止坐标系下电流信号i_α、i_β：

步骤1.3：将两相静止坐标系下的电流信号i_α、i_β变换到估计转子旋转坐标系下，得到估计转子旋转坐标系下的电流信号

其中，为估计的转子位置；

步骤1.4：由于电流信号中含有基波电流、谐波电流和高频电流，因此使用基于免疫算法在线优化的高通滤波器提取高频方波电压对应的估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应

所述基于免疫算法在线优化的高通滤波器形式为：

其中，α是滤波常数，k_p是由免疫算法得到的一个调节因子，s＝jω；

估计转子旋转坐标系下q轴高频电流响应表示为：

步骤2：由步骤1得到的高频电流响应通过信号处理得到转子位置误差信号；

步骤3：由步骤2中得到的转子位置误差信号通过龙贝格观测器估计PMSM的转速和转子位置。

2.根据权利要求1所述的一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，其特征在于，所述调节因子k_p具体获得过程为：

设第k代的抗原数量为e(k)，由抗原刺激而产生的T_h细胞的浓度为T_h(k)，抑制性T_c细胞浓度为T_c(k)，则B细胞所接受到的刺激u(k)为：

u(k)＝T_h(k)-T_c(k) (6)

其中，T_h(k)＝k₁e(k)，T_c(k)＝k₂g(Δu(k))e(k)，k₁、k₂为定常系数；

将u(k)设为滤波器的输出，则有如下反馈控制律：

u(k)＝k₁e(k)-k₂g(Δu(k))e(k)＝k_pe(k) (7)

k_p＝K[1-μg(Δu(k))] (8)

其中，K＝k₁为增益，μ＝k₂/k₁为控制稳定效果参数，K和μ均为可调参数；

g(Δu(k))为一选定的非线性函数：

g(Δu(k))＝1-exp(-Δu²(k)/b) (9)

其中，Δu(k)为的当拍值和前一拍的差，b为可调参数。

3.根据权利要求2所述的一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，其特征在于，所述步骤2具体为：

在实际转子旋转参考坐标系中，PMSM的模型表达式为：

其中，u_d、u_q分别为电压在d轴和q轴的分量，i_d、i_q分别为电流在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为定子电感在d轴和q轴的分量；ω_r为转子电气角速度；ψ_f为转子永磁体产生的磁链；

由于注入信号的频率比电机本身转速信号的频率高很多倍，且高频时电阻值相对于电抗非常小，又电流i_d、i_q响应中含有基波电流、谐波电流和高频电流，i_d、i_q通过步骤1的高通滤波器可以分离出高频电流，根据公式10得永磁同步电机的高频电压方程模型为：

其中，u_dh、u_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电压，i_dh、i_qh分别为实际转子旋转坐标系d轴和q轴高频电流；

将公式11变换到估计转子旋转坐标系表示为：

其中， 和分别为在估计转子旋转坐标系d轴和q轴的高频电流分量，θ_r为实际转子位置，为估计转子位置；

由公式12，得估计转子坐标系下高频电流响应为

其中，为积分算子，为矩阵的逆矩阵；

将公式1代入公式13，得估计坐标系下q轴的电流响应

其中，T_s为注入方波信号周期，

对产生的高频电流信号进行处理，得：

其中，为转子位置误差信号。

4.根据权利要求1所述的一种基于免疫算法的PMSM高频电压方波注入转速估计方法，其特征在于，所述步骤3具体为：

步骤3.1：忽略阻尼转矩，由PMSM机械方程得：

其中，为估计的转速，n_p为极对数，J为转动惯量，T_e为电磁转矩，T_L为负载转矩；

负载转矩T_L用比例、积分等效为：

其中，K_p1为比例系数，K_i1为积分系数，表示积分算子；

由公式15和公式17得：

其中，

电磁转矩T_e为给定量：

把公式18和19求得的T_L和T_e代入公式16，对16积分得到估计的转速对估计的转速积分得到估计的转子位置