CN106165283A - 用于高频ac‑dc转换的电子装置和控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种高频AC‑DC功率转换器取得输入AC信号并且把它转换成输出DC信号。所述转换器具有布置为输入AC信号的全波整流器的至少两个前端整流器二极管。第一电感器被定位在所述全波整流器的输出处。输出电容器横跨针对转换器的负载连接。存在至少一个附加电感器和一个附加电容器。开关电路在输入AC信号的周期期间用电感器和电容器选择性地形成不同的LC谐振电路以形成AC‑DC功率转换器。

Description

用于高频AC-DC转换的电子装置和控制方法
技术领域
本发明一般涉及高频AC-DC转换以便进行无线功率传送。
背景技术
一个世纪以前由Nicola Tesla报道基于两个环形谐振器的磁共振和近场耦合的无线功率传送（WPT）。它在没有物理接触的情况下从发送器向接收器发送电能和信息。自20世纪60年代，并且特别是在过去的几十年，WPT已是关于针对医学植入的经表皮能量***的活跃的研究领域。针对现代短程应用，针对便携式电子设备的电感性功率传送（IPT）***和无线充电***自20世纪90年代和21世纪头十年分别吸引了许多关注。通过由目前在全世界包括超过135个公司的无线充电联盟创办“Qi”标准，针对便携式电子装置的无线充电技术已达到商业化阶段。目前关于这个主题的研究活动已集中在包括2线圈、4线圈、中继器谐振器和多米诺谐振器***的中程应用上。
当前，许多研究集中在提高WPT***的性能诸如以增加传送距离、以提高效率并且以加宽操作频率上。缺乏对检查并解决从接收器侧引起的问题的研究，这还对***的性能和效率具有显著的影响。在应用中的大部分中，从接收器输出的AC功率首先被转换成DC电压。最简单的方案是使用带有连接在DC输出侧的电容器12的二极管整流器10，如在图1（a）中示出的那样。然而，这个电容器被充电到接近于AC输入电压（参见图1（b））的峰值的值。结果，输入电流靠近AC输入电压的峰值处非常大，并且它不连续流动。这些二极管整流器从AC电源吸收高畸变电流并且导致差的功率因数（PF）。差的PF***的能量效率和功率传送能力是相对低的，因为在功率转换器和传输线中的高传导损耗。另外，畸变电流具有丰富的谐波含量，这可以在临近的电子设备中创建额外的电磁干扰（EMI）。
诸如升压转换器的电子功率转换器能够用于对由整流器吸收的线电流整形，因此所述线电流是正弦曲线并且与线电压同相。图2（a）示出连接在二极管桥式整流器之后以形成功率因数校正（PFC）电路的经典升压转换器。输出dc电压Vdc actual被感测并且被馈送给误差放大器20。在实际电压与参考电压Vdc ref之间的差Verror被取得并且施加到补偿器电路22，诸如比例积分（PI）补偿器。补偿器的输出在电路24中与和线电压波形vs成比例的信号相乘以产生参考电流信号i L,ref 。后来，电流模式控制器26用于向开关28生成开关信号，从而对电感器11的电流波形整形。因此，迫使线电流的平均波形跟随线电压的波形。
图2（b）描绘转换器的电流波形。能够观察到PFC转换器的开关频率必须是AC***的频率的许多倍。现代PFC转换器的通常操作频率在20至40 kHz的范围内，所述操作频率是AC***的频率的超过100倍。使用400 kHz WPT***作为示例，施加这个电流整形技术意味着开关28必须以40 MHz操作。实际上，当开关频率接近几十兆赫兹时，开关损耗变得显著并且所述转换器的效率急剧减少。转换器还具有许多其他的问题和限制，包含互连的寄生电感和电容、磁部件的杂散电感、和半导体二极管和开关的寄生和结电容。转换器的EMI、热、绝缘和隔离问题不容易单独解决。因此，传统的电流整形PFC技术不适于高频ac***，由于基本频率已经在几百千赫兹至数兆赫兹的范围内。
发明内容
本发明提供用于高频AC-DC转换的电子装置和控制方法。基于谐振技术，线电流被整形为正弦曲线并且被迫使跟随线电压。因此，转换器的输入侧AC功率因数接近于一。通过合适选择谐振回路的特性阻抗，所述转换器能够执行降压、升压或降压-升压转换器的功能。谐振回路的初始条件用于控制转换器的输出电压增益。由于所有开关以输入AC电源的基本频率操作，转换器的开关损耗是小的。还提出一种针对转换器的控制方案。它能够通过简单的运算放大器和数字逻辑门来实现，所述运算放大器和数字逻辑门能够容易制造成单个集成电路（IC）用于大规模生产。本发明的区别特征对于包含电感性/电容性无线/非接触功率传送***的高频AC-DC转换是有利的。
本发明提供带有功率因数校正的用于高频AC-DC转换的方案。这个新的发明的区别特征被概括如下：
-通过使用谐振技术，AC线电流被整形为正弦曲线并且转换器的AC功率因数靠近一。
-转换器的输出电压增益能够被控制为高于或低于AC线电压。
-所有半导体装置以等于AC电源的频率的恒定频率操作。
-能够通过简单的模拟和数字电路来实现控制方案，这对集成电路（IC）制造是有利的。
附图说明
本发明的前述和其他特征从下面的具体描述和本发明的图解性实施例的绘图将更容易显而易见，在所述绘图中：
图1（a）是带有输出储存电容器的现有技术简单二极管整流器的示意图，并且图1（b）示出针对图1（a）的电路的输入电压和电流波形；
图2（a）是现有技术功率因数校正电路的示意图，并且图2（b）示出针对图2（a）的电路的输入电压和电流波形；
图3示出带有电感性-电容性负载的半波整流器；
图4（a）示出图3的电路的输入电压，图4（b）示出在图3的电感器中的电流并且图4（c）示出在图3的电容器上的电压。
图5（a）示出带有二进制加权结构的开关电容器组，并且图5（b）示出带有开关的LC电路的本发明的ac-dc转换器：
图6（a）示出针对图5（b）的电路的波形，并且图6(b)-6(e)示出图5（b）的电路在输入ac电压周期期间的四个状态；
图7（a）示出带有开关控制的图5（b）的电路，图7（b）示出在图7（a）中的相位探测器的细节，并且图7（c）示出在图7（a）中的脉冲宽度调制（PWM）生成器的细节
图8是图7（a）的电路的集成电路形式的示意图；
图9是针对图8的电路的仿真的波形；以及
图10是针对图8的电路的输出电压增益比对归一化的控制电压的曲线图。
具体实施方式
根据本发明，提出新概念用来实现带有输入AC侧功率因数校正（PFC）和输出DC电压调整的高频AC-DC转换。考虑如在图3中示出的带有电感性-电容性（LC）负载的半波整流器。电压电源Vin是ac并且它的角频率是ω。选择LC负载使得它的角谐振频率等于所述电源的角频率。针对在这个电路中的电源的正半周期，所述二极管被正向偏置。将迫使由LC谐振产生的电流为正弦曲线形式。由特性阻抗和电容器的初始条件VCr,0来控制功率流动。图4(a) -4(c)分别描绘整流器在电容器的不同初始值下的输入电压和对应的电流和电压波形。针对所述电源的负半周期，所述二极管被反向偏置，使得电流为零。储存在电容器Cr中的能量必须在电阻性负载中消散。因此，所述整流器在下一个正半周期处是有效的。
图5（a）描绘用于改变电容的开关的电容器组。个别的电容器的值能够被布置在二进制加权结构中。能够通过控制开关来动态改变LC负载的角谐振频率ωr。
图5（b）示出带有正弦曲线输入电压电源v in的提出的高频AC-DC转换器。为简单起见，二极管和开关被认为是理想的。电感器L和输出电容器C o被假设足够大，这导致在稳定状态下恒定的电流和输出电压V o。在所述电源的正半周期期间，开关S 1和S 4一起导通。相反地，在负半周期中开关S 2和S 3一起导通。二极管D 1和D 2不能够同时为开。电容器C rl和C r2起储存能量并且把能量从输入传送到输出的作用。在图6(a)-6(e)中示出转换器的操作状态和对应的波形。
A.操作原理
状态1（0<t≤t1），图6（b）：在接通开关S 1和S 4之前，电容器C r1和C r2假设分别被充电到V Cr,min和V Cr,max 。正半周期在t=0处开始。开关S 1和S 4被接通。图6（b），输入电压v in、电感器L r和电容器C r1被串联连接以形成串联谐振电路。v in的增加造成D 1导通。迫使输入电流i in为正弦曲线形式。L r和C rl一起确定转换器的角谐振频率ω r，其等于电压电源的角频率。电感器L足够大使得电流I L能够被假设是恒定的量值。因此，电容器C r2向电感器L中放电，并且电容器电压线性下降到零。因此，Cr2通过电感器L被充电到V Cr,min。在这个时段中，输出电容器C o递送能量到输出负载电阻器R L。
状态2（t1<t≤t2，图6（c））：在t=t1处，电容器Cr2已被充电到V Cr,min。开关S 4被断开。图6（c），电感器L的电流通过二极管D 3流动到输出电容器C o和负载电阻器R L。在t=t2处，电感器电流iLr归零，电容器V Cr1被从V Cr,min充电到V Cr,max。开关电流S 1被自然换向关断，并且来自开关的栅极/基极驱动在这个时刻应该被去除。负周期开始。
状态3（t2<t≤t3，图6（d））：在v in的负半周期中，开关S 2和S 3被接通。波形的负的部分与正半周期相似。电感器L r和电容器C r2被串联连接以形成串联谐振电路，从而把输入电流整形为正弦曲线形式。能量从输入电源v in传送到电容器C r2。在此期间，储存在Crl 中的能量正被传送到电感器L。相似地，由输出电容器Co为负载供电。
状态4（t3<t≤t4，图6（e））：在t=t3处，当C rl 的电压等于V Cr,min时，开关S 3关断。储存在L中的能量馈送到输出电容器C o以及负载电阻器R L。当电源电压在t = t 4再次变为正时，开关S 2被关断并且开关S 1和S 4被再次接通。重复波形的正的部分。
B.转换器的控制
在图7(a)- 7(c)中描述能够为转换器提供控制的方法，所述图7(a)- 7(c)描绘简化的控制框图，其为转换器生成控制信号以便调整输出dc电压V o。ac电源电压vin被感测作为施加到相位探测器电路30的反馈信号。相位探测器电路是比较器，其取得如在图7（b）中示出的ac电源的相位信息。相位探测器电路的输出被连接到栅极/基极驱动器电路32以控制开关S 1和S 2的开/关时间，因此它们跟随ac电源频率。信号Crt_S 1 和Crt_S 2 分别是开关S1和S2的控制信号。相位探测器30的输出也被施加到脉冲宽度调制（PWM）生成器34以取得针对开关S 3 和S 4 的控制信号Crt_S 3 和Crt_S 4 。转换器的瞬时输出电压V o被感测并且在电路36中从参考电压V o_ref被减去以确定误差。误差信号被施加到补偿器38以为谐振电容器C r1和C r2生成参考电压V Cr_ref。图7（c）示出谐振电容器C r1 和C r2 的瞬时电压被感测并且在PWM生成器34中与参考电压V Cr_ref比较，所述PWM生成器34设置开关S 3和S 4的脉冲宽度。
在图7（a）中，二极管D1、D2、开关S1、S2和电抗Lr、Cr1和Cr2充当输入ac电压Vin的ac-dc功率因数校正电路以生成如在图6（a）-(e)中示出的电流iLr。开关S3和S4、二极管D3、输出电感器L和输出电容器Co形成dc-dc功率转换器以调整输出电压Vo。
在图8中示出使用金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）实现提出的高频AC-DC转换器的示例。通过包含模拟比较器40-42、运算放大器44和逻辑门46、47的分立部件来实施控制电路。转换器被设计为把500 kHz AC电压电源转换成DC电源。转换器的输入电压和期望的输出功率分别是50V峰值和100W。转换器的输出负载电阻是100Ω。为了验证本发明的优点，进行仿真研究。表1概括转换器的技术规格。
表1 转换器规格。
图9示出通过仿真得到的转换器的仿真的电压和电流波形。仿真波形与在A.操作原理中给出的理论分析很好地符合。在图10中绘出电压转换比例对归一化的阈值电压VCr_ref/VO。能够观察到转换器的输出电压取决于转换器的特性阻抗Zr（输入阻抗）和输出负载电阻R L。通过合适选择谐振回路的特性阻抗，所述转换器能够执行降压和升压转换的功能。
虽然本发明参考其优选的实施例已被部分示出和描述，但是将由本领域的技术人员理解的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以在其中进行形式和细节中的各种改变。本发明不由本描述来限制，而是仅仅由所附权利要求限制。

Claims (11)

1.一种带有输入ac信号和输出dc信号的高频ac-dc功率转换器，包括：
至少两个前端整流器二极管，被布置为输入ac信号的全波整流器，
第一电感器，带有连接到全波整流器的输出的输入和连接到针对转换器的负载的一端的输出，
输出电容器，横跨针对转换器的负载连接，
至少一个附加电感器和一个附加电容器，
开关电路，用于在输入ac信号的周期中的预定部分期间用电感器和电容器选择性形成不同的（LC）谐振电路以形成ac-dc功率转换器。
2.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中所述LC谐振电路被调整为输入电压的频率。
3.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中由开关的电容器组来构造所述LC谐振电路的电容器，并且通过控制所述电容器组的开关来改变谐振频率。
4.根据权利要求3的开关的电容器组，其中所述电容器的值被布置在二进制加权的结构中。
5.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中针对输入ac信号的正半周期接通开关S1，并且针对输入ac信号的负半周期接通开关S2。
6.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中dc-dc功率转换器被实施为回扫转换器。
7.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中通过针对输入ac信号的正半周期控制开关S4并且针对输入ac信号的负半周期控制开关S3来实现LC谐振电路和dc-dc功率转换器的连接。
8.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，其中能通过使用相位探测器、PWM生成器和输出反馈环路来实现功率转换器的控制，其中所述相位探测器探测输入ac信号的相位，所述PWM生成器基于输入ac信号的相位来驱动开关，所述输出反馈环路带有补偿器，所述补偿器的输入是在输出电压与参考之间的差，所述补偿器影响PWM生成器操作。
9.根据权利要求1的高频ac-dc功率转换器，进一步包含第三二极管并且其中至少一个附加电感器与第三二极管横跨针对转换器的负载而串联连接。
10.根据权利要求9的高频ac-dc功率转换器，
其中所述至少一个附加电容器是第一和第二电容器，所述第一和第二电容器带有连接在一起并且连接到第一电感器的输出的端，第一电容器的另一端通过开关电路的开关S1被连接到针对输入ac信号的负端子，并且第二电容器的另一端通过开关电路的开关S2被连接到针对输入ac信号的正端子，
其中所述开关电路的开关S3从附加电感器连接到第一电容器，所述开关S3在所述附加电感器处连接到第三二极管，所述开关S3在所述第一电容器处连接到开关S1，并且所述开关电路的开关S4从所述附加电感器连接到第二电容器，所述开关S4在所述附加电感器处连接到第三二极管，所述开关S4在所述第二电容器处连接到开关S2，并且
其中开关电路操作以在输入ac信号的正周期中的大部分期间关闭开关S1和S4并且打开开关S2和S3，进一步地在所述正周期中的剩余部分期间打开开关S4，在输入ac信号的负周期中的大部分期间关闭开关S2和S3并且打开开关S1和S4，并且进一步地在输入ac信号的负周期中的剩余部分期间打开开关S3。
11.根据权利要求10的高频ac-dc功率转换器，其中通过使用相位探测器、PWM生成器和输出反馈环路来实现开关的打开和关闭，其中所述相位探测器探测输入ac信号的相位，所述PWM生成器基于输入ac信号的相位来驱动开关，所述输出反馈环路带有补偿器，所述补偿器的输入是在输出电压与参考之间的差，所述补偿器影响PWM生成器操作。
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