CN106161315A - 信号处理方法及无线信号收发设备 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种信号处理方法及无线信号收发设备，所述方法包括：将待传输基带信号调制至至少一个子载波；为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；基于所述第二调制子载波进行数据传输。

Description

信号处理方法及无线信号收发设备

技术领域

本发明涉及信号处理技术，具体涉及一种信号处理方法及无线信号收发设备。

背景技术

第五代移动通信***5G对空口技术了更高的要求，其中波形技术是空口技术的基础。当通过GFDM波形传递子帧数据时，在进行子帧数据调制时存在有所使用的子载波之间的非正交性即存在有载波干扰(ICI，Inter-CarrierInterference)。并且，通过GFDM传输数据会导致***处理复杂度很高。如何减少ICI及降低处理复杂度成为亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明实施例提供一种信号处理方法及无线信号收发设备。

本发明实施例的技术方案是这样实现的：

一种信号处理方法，应用于无线信号收发设备，所述方法包括：

将待传输基带信号调制至至少一个子载波；

为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；

对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；

基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；

基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；

基于所述第二调制子载波进行数据传输。

一种无线信号收发设备，所述设备包括：调制单元、确定单元、移位单元、第一滤波单元、扩展单元和传输单元，其中：

调制单元，用于将待传输基带信号调制至至少一个子载波；

确定单元，用于为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；

移位单元，用于对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；

第一滤波单元，用于基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；

扩展单元，用于基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；

传输单元，用于基于所述第二调制子载波进行数据传输。

本发明实施例中，通过扩展原GFDM***中的子载波之间的间隔，使得每个子载波数据通道滤波成型后的PSD(Power Spectrum Density)完全无重叠，从而消除ICI的干扰，为提高载波的利用率，通过设计FTN调制压缩的参数，从而提升了带宽利用率，抵消因为扩展GFDM中子载波之间的间隔而造成***频带利用率的下降。本发明实施例中，上述扩展子载波间隔及对载频进行压缩的技术，使得信号传输的复杂度比较高，因此，在对载波进行滤波处理时，通过设置频域滤波的扩展系数，使滤波后的信号复杂度大大降低。本发明实施例降低了载波间的干扰，并不会导致载波的利用率降低，并使无线信号处理的复杂度控制在合理范围。

附图说明

图1为本发明实施例一的信号处理方法的流程图；

图2为本发明实施例二的信号处理方法的流程图；

图3为本发明实施例的无线信号发射机原理示意图；

图4为本发明实施例三的信号处理方法的流程图；

图5为本发明实施例的无线信号发射机另一原理示意图；

图6为本发明实施例的无线信号收发设备的组成结构示意图。

具体实施方式

为了能够更加详尽地了解本发明的特点与技术内容，下面结合附图对本发明的实现进行详细阐述，所附附图仅供参考说明之用，并非用来限定本发明。

图1为本发明实施例一的信号处理方法的流程图，如图1所示，本示例的信号处理方法应用于无线信号收发设备。本发明实施例中，无线信号收发设备可以是天线***，该天线***可应用于基站、移动终端中，也可以应用于无线路由器、中继站等无线收发设备中。本发明实施例的信号处理方法包括以下步骤：

步骤101，将待传输基带信号调制至至少一个子载波。

本发明实施例中，获得待传输的基带信号，将该基带信号调制至相应的子载波上。

步骤102，为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数。

本发明实施例在GFDM的基础上结合FTN(First Than Nquist)技术，提出一种新的波形：GFDM-FTN。该波形可以突破BLT(Bailian-Low theorem)定理的限制，在保持基带成型脉冲的灵活性的和子载波之间的正交性的同时，在信噪比(SNR，Signal Noise Ratio)趋于无穷大时，GFDM-FTN可以达到奈奎斯特(Nquist)最大带宽利用率。

本发明实施例中，GFDM信号离散数学模型可表示为：

设s(k，m)为已经调制携带信息的复数符号，如下K×M阶矩阵表示一个子帧内的调制复数信号集合^[6]：

子载波基带成型滤波器g(n)可选用SINC函数，RC(Raised Cosine)函数，RRC(Root Raised Cosine)函数等等。但SINC滤波器拖尾较大，RC滤波器在a值较小的时候，拖尾衰减很快，考虑到收发端一体的情况，由于RC滤波器不满足Nquist准则，会造成较大的码间串扰。RRC滤波器满足Nquist准则，但是拖尾衰减不够快，综合考虑，设计每个子载波上的基带成型滤波器，得到基带成型滤波参数g(n)，以及频谱扩展系数(滚降系数)a。

本发明实施例中，所涉及的参数及其含义如下：

g(n)表示子载波成型滤波器的离散序列。

a表示g(n)的滚降系数(频谱扩展系数)。

Wa表示GFDM子载波成型滤波后的实际带宽。

f_c表示GFDM子载波之间的间隔。

T_s为GFDM中每个子载波上码元周期。

K表示GFDM一个子帧中的调制的子载波个数。

N原型滤波器g(n)的上采样倍数。

M表示一个原始GFDM的子帧中的时隙数量。

F_gf表示GFDM变换得到新波形GFDM-FTN的子载波之间的间隔。

r表示FTN技术中的时域压缩系数。

T_gf表示变换后新波形GFDM-FTN每个子载波上的码元采样间隔。

K_gf表示变换后新波形GFDM-FTN一个子帧中内子载波个数。

M_gf表示变换形成新波形GFDM-FTN一个子帧内的时隙数量。

步骤103，对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理。

具体地，假设m(m＝0,1,2…M-1)和k(k＝0,1,2…K-1)分别表示一个子帧内的时隙索引和预设带宽内子载波的索引，对应每个子载波处的每个时隙上，对g(n)进行时域和频域移位，移位后的表达式为

步骤104，基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波。

K≤N，0≤n≤NM (1)

此时，根据GFDM生成原理，得到K个子载波。

步骤105，基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波，以所述第二调制子载波进行数据传输。

本发明实施例中，当子载波基带原型滤波器设计完成后，再进一步确定滚降系数a。并扩展子载波间隔为(1+a)倍，既扩展后的子载波之间的间隔变为F_f，同时在预设计的***带宽下可容纳K_f个子载波。

f_gf＝(1+a)f_c

$K_{\mathrm{gf}}=\frac{K}{1+a}$

通过合理设计***的总带宽fc以及a的值，使得扩展后的子载波个数也为整数。扩展的信号，子载波之间无重叠，完全正交，因而可以完全去除ICI的干扰。

本发明实施例中，通过对上述传输基带信号的子载波进行滤波处理，能使子载波之间的间隔变大，使各子载波之间不会产生ICI干扰，但由于子载波之间的间隔较大，会导致载频的利用率相当低。

图2为本发明实施例二的信号处理方法的流程图，如图2所示，本示例的信号处理方法应用于无线信号收发设备。本发明实施例中，无线信号收发设备可以是天线***，该天线***可应用于基站、移动终端中，也可以应用于无线路由器、中继站等无线收发设备中。本发明实施例的信号处理方法包括以下步骤：

步骤201，将待传输基带信号调制至至少一个子载波。

本发明实施例中，获得待传输的基带信号，将该基带信号调制至相应的子载波上。

步骤202，为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数。

本发明实施例在GFDM的基础上结合FTN(First Than Nquist)技术，提出一种新的波形：GFDM-FTN。该波形可以突破BLT(Bailian-Low theorem)定理的限制，在保持基带成型脉冲的灵活性的和子载波之间的正交性的同时，在信噪比(SNR，Signal Noise Ratio)趋于无穷大时，GFDM-FTN可以达到奈奎斯特(Nquist)最大带宽利用率。

本发明实施例中，GFDM信号离散数学模型可表示为：

设s(k，m)为已经调制携带信息的复数符号，如下K×M阶矩阵表示一个子帧内的调制复数信号集合^[6]：

子载波基带成型滤波器g(n)可选用SINC函数，RC(Raised Cosine)函数，RRC(Root Raised Cosine)函数等等。但SINC滤波器拖尾较大，RC滤波器在a值较小的时候，拖尾衰减很快，考虑到收发端一体的情况，由于RC滤波器不满足Nquist准则，会造成较大的码间串扰。RRC滤波器满足Nquist准则，但是拖尾衰减不够快，综合考虑，设计每个子载波上的基带成型滤波器，得到基带成型滤波参数g(n)，以及频谱扩展系数(滚降系数)a。

本发明实施例中，所涉及的参数及其含义如下：

g(n)表示子载波成型滤波器的离散序列。

a表示g(n)的滚降系数(频谱扩展系数)。

Wa表示GFDM子载波成型滤波后的实际带宽。

f_c表示GFDM子载波之间的间隔。

T_s为GFDM中每个子载波上码元周期。

K表示GFDM一个子帧中的调制的子载波个数。

N原型滤波器g(n)的上采样倍数。

M表示一个原始GFDM的子帧中的时隙数量。

F_gf表示GFDM变换得到新波形GFDM-FTN的子载波之间的间隔。

r表示FTN技术中的时域压缩系数。

T_gf表示变换后新波形GFDM-FTN每个子载波上的码元采样间隔。

K_gf表示变换后新波形GFDM-FTN一个子帧中内子载波个数。

M_gf表示变换形成新波形GFDM-FTN一个子帧内的时隙数量。

步骤403，对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理。

具体地，假设m(m＝0,1,2…M-1)和k(k＝0,1,2…K-1)分别表示一个子帧内的时隙索引和预设带宽内子载波的索引，对应每个子载波处的每个时隙上，对g(n)进行时域和频域移位，移位后的表达式为

步骤404，基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波。

K≤N，0≤n≤NM

此时，根据GFDM生成原理，得到K个子载波。

步骤405，基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波。

本发明实施例中，当子载波基带原型滤波器设计完成后，再进一步确定滚降系数a。并扩展子载波间隔为(1+a)倍，既扩展后的子载波之间的间隔变为F_f，同时在预设计的***带宽下可容纳K_f个子载波。

f_gf＝(1+a)f_c

$K_{\mathrm{gf}}=\frac{K}{1+a}$

通过合理设计***的总带宽，fc，以及a的值，使得扩展后的子载波个数也为整数。扩展的信号，子载波之间无重叠，完全正交，因而可以完全去除ICI的干扰。

步骤406，根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数。

设计每个子载波上的FTN时域压缩系数为r，0<r<1。

而子载波上的码元周期变为T_gf，通过人为的引入了ISI，使一帧内每个子载波内可以容纳的时隙数量为M_gf。

各个参数之间隔关系如下：

$r=\frac{1}{1+a}(0<r\&le;1),$

本发明实施例中，也就是说，将所述频谱扩展系数与1之和的倒数作为所述时域压缩系数r。

$T_{\mathrm{gf}}=r{T}_s=\frac{T_s}{1+a}$

$M_{\mathrm{gf}}=\frac{M}{r}=(1+a)M$

此时，可证明，经上述处理后，可以达到Nquist理论最大带宽利用率。证明如下：

$r=\frac{1}{1+a}=\frac{\frac{1}{2T_s}}{\frac{1}{2T_s}(1+a)}=\frac{\frac{1}{2T_s}}{f_c(1+a)}=\frac{1}{2T_s{W}_a}$

当为最优，可以达到Nquist理论的最大的信道容量。

步骤407，基于所述时域压缩系数对所述第二调制子载波进行时域压缩，得到第三调制子载波；以所述第三调制子载波进行数据传输。

所述时域压缩用于使所述第二调制子载波之间的间隔变窄。

从新映射原始GFDM一个子帧内的已调制数据(K×M矩阵)，为新的矩阵K_gf×M_gf，设s_gf(k，m)表示集合内的一个已经调制的复数符号。则有：

$K_{\mathrm{gf}}\&times;M_{\mathrm{gf}}=\frac{K}{1+a}\&times;(1+a)M=K\&times;M$

即单位子帧帧内传输的信息量没有变化。

g(n)为基带脉冲成型滤波器，N原型滤波器g(n)的上采样倍数，变换后的新波形GFDM-FTN中的N值保持不变，GFDM-FTN传输信号表示为：

K_gf≤rN，0≤n≤NM(NM_gf/r＝NM)

上述公式即为进行了时域压缩的待传输信号。由上述公式可以确定GFDM-FTN信号的直接时域实现的发射机结构，如图3所示。

图4为本发明实施例三的信号处理方法的流程图，如图4所示，本示例的信号处理方法应用于无线信号收发设备。本发明实施例中，无线信号收发设备可以是天线***，该天线***可应用于基站、移动终端中，也可以应用于无线路由器、中继站等无线收发设备中。本发明实施例的信号处理方法包括以下步骤：

步骤401，将待传输基带信号调制至至少一个子载波。

本发明实施例中，获得待传输的基带信号，将该基带信号调制至相应的子载波上。

步骤402，为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数。

本发明实施例在GFDM的基础上结合FTN(First Than Nquist)技术，提出一种新的波形：GFDM-FTN。该波形可以突破BLT(Bailian-Low theorem)定理的限制，在保持基带成型脉冲的灵活性的和子载波之间的正交性的同时，在信噪比(SNR，Signal Noise Ratio)趋于无穷大时，GFDM-FTN可以达到奈奎斯特(Nquist)最大带宽利用率。

本发明实施例中，GFDM信号离散数学模型可表示为：

设s(k，m)为已经调制携带信息的复数符号，如下K×M阶矩阵表示一个子帧内的调制复数信号集合：

子载波基带成型滤波器g(n)可选用SINC函数，RC(Raised Cosine)函数，RRC(Root Raised Cosine)函数等等。但SINC滤波器拖尾较大，RC滤波器在a值较小的时候，拖尾衰减很快，考虑到收发端一体的情况，由于RC滤波器不满足Nquist准则，会造成较大的码间串扰。RRC滤波器满足Nquist准则，但是拖尾衰减不够快，综合考虑，设计每个子载波上的基带成型滤波器，得到基带成型滤波参数g(n)，以及频谱扩展系数(滚降系数)a。

本发明实施例中，所涉及的参数及其含义如下：

g(n)表示子载波成型滤波器的离散序列。

a表示g(n)的滚降系数(频谱扩展系数)。

Wa表示GFDM子载波成型滤波后的实际带宽。

f_c表示GFDM子载波之间的间隔。

T_s为GFDM中每个子载波上码元周期。

K表示GFDM一个子帧中的调制的子载波个数。

N原型滤波器g(n)的上采样倍数。

M表示一个原始GFDM的子帧中的时隙数量。

F_gf表示GFDM变换得到新波形GFDM-FTN的子载波之间的间隔。

r表示FTN技术中的时域压缩系数。

T_gf表示变换后新波形GFDM-FTN每个子载波上的码元采样间隔。

K_gf表示变换后新波形GFDM-FTN一个子帧中内子载波个数。

M_gf表示变换形成新波形GFDM-FTN一个子帧内的时隙数量。

步骤403，对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理。

具体地，假设m(m＝0,1,2…M-1)和k(k＝0,1,2…K-1)分别表示一个子帧内的时隙索引和预设带宽内子载波的索引，对应每个子载波处的每个时隙上，对g(n)进行时域和频域移位，移位后的表达式为

步骤404，为所述基带成型滤波中的频域滤波参数设置扩展系数，使所述基带成型滤波参数的频带响应展宽。

步骤405，将所述至少一个子载波进行傅里叶变换，将所述至少一个子载波变换为频域信号；

步骤406，基于所述扩展系数及移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述频域信号进行滤波，将滤波后的信号进行反傅里叶变换而获得所述第一调制子载波。

步骤407，基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波。

本发明实施例中，当子载波基带原型滤波器设计完成后，再进一步确定滚降系数a。并扩展子载波间隔为(1+a)倍，既扩展后的子载波之间的间隔变为F_f，同时在预设计的***带宽下可容纳K_f个子载波。

f_gf＝(1+a)f_c

$K_{\mathrm{gf}}=\frac{K}{1+a}$

通过合理设计***的总带宽，fc，以及a的值，使得扩展后的子载波个数也为整数。扩展的信号，子载波之间无重叠，完全正交，因而可以完全去除ICI的干扰。

步骤808，根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数。

设计每个子载波上的FTN时域压缩系数为r，0<r<1。

而子载波上的码元周期变为T_gf，通过人为的引入了ISI，使一帧内每个子载波内可以容纳的时隙数量为M_gf。

各个参数之间隔关系如下：

$r=\frac{1}{1+a}(0<r\&le;1)$

本发明实施例中，也就是说，将所述频谱扩展系数与1之和的倒数作为所述时域压缩系数r。

$T_{\mathrm{gf}}=r{T}_s=\frac{T_s}{1+a}$

$M_{\mathrm{gf}}=\frac{M}{r}=(1+a)M$

此时，可证明，经上述处理后，可以达到Nquist理论最大带宽利用率。证明如下：

$r=\frac{1}{1+a}=\frac{\frac{1}{2T_s}}{\frac{1}{2T_s}(1+a)}=\frac{\frac{1}{2T_s}}{f_c(1+a)}=\frac{1}{2T_s{W}_a}$

当为最优，可以达到Nquist理论的最大的信道容量。

步骤409，基于所述时域压缩系数对所述第二调制子载波进行时域压缩，得到第三调制子载波；以所述第三调制子载波进行数据传输。

所述时域压缩用于使所述第二调制子载波之间的间隔变窄。

本实施例中，一个GFDM-FTN子帧数据由矩阵K_f×M_f表示，设s_f(k，m)表示集合内的一个已经调制的复数符号。则有：

$K_{\mathrm{gf}}\&times;M_{\mathrm{gf}}=\frac{K}{1+a}\&times;(1+a)M=K\&times;M---\left(7\right)$

g(n)为基带脉冲成型滤波参数，N表示原始GFDM***预设带宽内分配的子载波信道数量，变换后的新波形GFDM-FTN中的N值保持不变，滤波处理后的GFDM-FTN传输信号表示为：

$x_{\mathrm{gf}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M_{\mathrm{gf}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{gf}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_{\mathrm{gf}}(k,m)g(n-m\&CenterDot;\mathrm{rN})e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{nk}}{\mathrm{Nr}}}$

$K_{\mathrm{gf}}\&le;\mathrm{rN},0\&le;n\&le;\mathrm{NM}(\frac{{\mathrm{NM}}_f}{r}=\mathrm{NM})$

一般情况下，复杂度以实现过程中需要的复数乘法器的个数为基准，考虑GFDM-FTN信号和OFDM信号的离散数学模型，可以得到两种信号的直接实现的复杂度为：

GFDM-FTN：

$C_{\mathrm{GFDM}-\mathrm{FTN},\&CircleTimes;}=K_{\mathrm{gf}}{\mathrm{NM}}_{\mathrm{gf}}^2---\left(9\right)$

正交频分复用OFDM符号表示为：

$C_{\mathrm{OFDM},\&CircleTimes;}=K_{\mathrm{gf}}N{\log }_{2}N$

子载波上的调制复数信号基带成型，通产会以循环卷积代替线性卷积，则前述的传输信号x_gf(n)变换为：

g(n)为原型滤波器，表示对应子载波在频率域上的偏移位置，s_f(k，m)δ(n-rmN)则代表了每一个子载波上上采样后调制的复数符号数据流。根据时域频域等价原理，前述传输信号等价于：

前述公式中，DFT_NM(.)和IDFT_NM(.)分别表示NM点离散傅里叶变换和离散傅里叶逆变换。其含义如下：

FFT变换的结果等于可以理解为原型滤波器在频率域的位移。

${\mathrm{DFT}}_{\mathrm{NM}}\left(s_{\mathrm{gf}}(k,m)\mathrm{\&delta;}(n-m\&CenterDot;\mathrm{rN})\right)={\mathrm{DFT}}_{\mathrm{rN}\&CenterDot;M_f}\left(s_{\mathrm{gf}}(k,m)\mathrm{\&delta;}(n-m\&CenterDot;\mathrm{rN})\right)$ 等价于先做然后将得到的结果以M_f为周期重复rN次。

DFT_NM(g(<n>_NM-1))表示原型滤波器g(n)频域变换。

通过上述变换公式可知，g(n)离散NM点傅里叶变换后在上的频谱分布，大多数都是零，理想情况下，g(n)(循环结构的滤波器g(n))经过NM点FFT变换后在频率域有效的，非零数据个数为(1+a)M＝M_gf。

但是，对于无线传输来说，时域原型脉冲成型滤波器g(n)长度是有限长的，即存在时域的截断效应，对应到频域，g(n)的频带响应相应的会展宽，在整个NM点内原型基带脉冲成型滤波器的PSD(Power Spectrum Density)分布情况(归一化情况下)。所有点上对应的频域滤波器系数都不为零。因而在做频域滤波(乘法)时，如果只取(1+a)M＝M_f点做乘法，相当于频域的截断效应，对应到时域，会引入符号间干扰(ISI，Inter-Symbol Interference)。因而在频率滤波时，可适当扩展频域滤波乘法计算的长度，当然这是以牺牲复杂度和引入ISI为代价的。

设L为频域滤波的扩展系数，则有1≤L≤rN。每一个子载波频域滤波的乘法长度变为LM_gf个，有M_gf≤LM_gf≤rNM_gf＝NM，此时对应简化的发射机的结构如图5所示。

L的取值可以根据设计的原型脉冲成型滤波器g(n)的扩展系数a的大小来选取，例如a值在比较小的时候，频谱扩展较小，L值可以取较小的值，反之亦反。

分析可得此时的实现的复杂度为(基于FFT)：

$\begin{array}{c}{C}_{\mathrm{GFDM}-\mathrm{FTN},\mathrm{FFT}}=K_{\mathrm{gf}}\&CenterDot;M_{\mathrm{gf}}{\log }_2{M}_{\mathrm{gf}}+K_{\mathrm{gf}}\&CenterDot;L\&CenterDot;M_{\mathrm{gf}}+\mathrm{rN}\&CenterDot;M_{\mathrm{gf}}{\log }_2\mathrm{rN}\&CenterDot;M_{\mathrm{gf}}\\ ={\mathrm{KM}\log }_2\frac{M}{r}+\mathrm{KLM}+\mathrm{NM}{\log }_2\mathrm{NM}\\ =\mathrm{MN}{\log }_{2}N+(K+N){\log }_{2}M+\mathrm{KM}{\log }_2\frac{1}{r}+\mathrm{KLM}\end{array}$

以现行的LTE标准中子帧结构为依据，如下表1所示，一个子帧中的各个数据参数如下。

参数	值	描述
			B	20MHz	信道带宽
BSC	15kHz	子载波间隔
			N	2048	最大子载波数量
K	1200	有效子载波数量
			滤波器	RRC	成型滤波器
a	0.25	滚降系数
			r	0.8	FTN压缩系数
BSCgf	18.75kHz	扩展后子载波间隔
			Kgf	960	扩展后的子载波个数
Mgf	{15,17.5}	时域压缩后，子帧中时隙数

		量
			L	1≤L≤rN＝1638.4	频域滤波乘法扩展系数

表1

LTE***中一个TTI(Tranmission time interval)中包含12，或者14个ofdm符号，即M＝12，14。

图6为本发明实施例的无线信号收发设备的组成结构示意图，如图6所示，本示例的无线信号收发设备包括：调制单元60、第一确定单元61、移位单元62、第一滤波单元63、扩展单元64和传输单元65，其中：

调制单元60，用于将待传输基带信号调制至至少一个子载波；

第一确定单元61，用于为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；

移位单元62，用于对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；

第一滤波单元63，用于基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；

扩展单元64，用于基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；

传输单元65，用于基于所述第二调制子载波进行数据传输。

在图6所示的无线信号收发设备的基础上，本发明实施例的无线信号收发设备还包括：第二确定单元(图6中未示出)和压缩单元(图6中未示出)，其中：

第二确定单元，用于根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数；

压缩单元，用于基于所述时域压缩系数对所述第二调制子载波进行时域压缩，得到第三调制子载波；所述时域压缩用于使所述第二调制子载波之间的间隔变窄；

传输单元，还用于以所述第三调制子载波进行数据传输。

上述第二确定单元，还用于将所述频谱扩展系数与1之和的倒数作为所述时域压缩系数。

在图6所示的无线信号收发设备的基础上，本发明实施例的无线信号收发设备还包括：设置单元(图6中未示出)、第一变换单元(图6中未示出)、第二滤波单元(图6中未示出)和第二变换单元(图6中未示出)，其中：

设置单元，用于在基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波时，为所述基带成型滤波中的频域滤波参数设置扩展系数，使所述基带成型滤波参数的频带响应展宽；

第一变换单元，用于将所述至少一个子载波进行傅里叶变换，将所述至少一个子载波变换为频域信号；

第二滤波单元，还用于基于所述扩展系数及移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述频域信号进行滤波；

第二变换单元，用于将滤波后的信号进行反傅里叶变换而获得所述第一调制子载波。

本发明实施例中，所述频谱扩展系数与所述频谱扩展系数正相关。

本领域技术人员应当理解，图6中所示的无线信号收发设备中的各处理单元的实现功能可参照前述信号处理方法及其实施例的相关描述而理解。本领域技术人员应当理解，图6所示的无线信号收发设备中各处理单元的功能可通过运行于处理器上的程序而实现，也可通过具体的逻辑电路而实现。

本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。

在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的方法、装置和电子设备，可以通过其它的方式实现。以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的各组成部分相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，设备或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性的、机械的或其它形式的。

上述作为分离部件说明的单元可以是、或也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是、或也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，也可以分布到多个网络单元上；可以根据实际的需要选择其中的部分或全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理单元中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加应用功能单元的形式实现。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：移动存储设备、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

或者，本发明实施例上述集成的单元如果以应用功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以应用产品的形式体现出来，该计算机应用产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机、服务器、或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分。而前述的存储介质包括：移动存储设备、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

本发明的保护范围并不局限于此，熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种信号处理方法，应用于无线信号收发设备，所述方法包括：

将待传输基带信号调制至至少一个子载波；

为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；

对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；

基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；

基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；

基于所述第二调制子载波进行数据传输。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述第二调制子载波进行数据传输，包括：

根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数；

基于所述时域压缩系数对所述第二调制子载波进行时域压缩，得到第三调制子载波；所述时域压缩用于使所述第二调制子载波之间的间隔变窄；

以所述第三调制子载波进行数据传输。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数，包括：

将所述频谱扩展系数与1之和的倒数作为所述时域压缩系数。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波，包括：

为所述基带成型滤波中的频域滤波参数设置扩展系数，使所述基带成型滤波参数的频带响应展宽；

将所述至少一个子载波进行傅里叶变换，将所述至少一个子载波变换为频域信号；

基于所述扩展系数及移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述频域信号进行滤波，将滤波后的信号进行反傅里叶变换而获得所述第一调制子载波。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述频谱扩展系数与所述频谱扩展系数正相关。

6.一种无线信号收发设备，所述设备包括：调制单元、第一确定单元、移位单元、第一滤波单元、扩展单元和传输单元，其中：

调制单元，用于将待传输基带信号调制至至少一个子载波；

第一确定单元，用于为调制有所述待传输基带信号的所述至少一个子载波确定基带成型滤波参数以及频谱扩展系数；

移位单元，用于对所述基带成型滤波参数进行时域及频域移位处理；

第一滤波单元，用于基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波，获得第一调制子载波；

扩展单元，用于基于所述频谱扩展系数对所述第一调制子载波进行频谱扩展，得到所述第二调制子载波；

传输单元，用于基于所述第二调制子载波进行数据传输。

7.根据权利要求6所述的设备，其特征在于，所述设备还包括：第二确定单元和压缩单元，其中：

第二确定单元，用于根据所述频谱扩展系数确定所述第二调制子载波的时域压缩系数；

压缩单元，用于基于所述时域压缩系数对所述第二调制子载波进行时域压缩，得到第三调制子载波；所述时域压缩用于使所述第二调制子载波之间的间隔变窄；

传输单元，还用于以所述第三调制子载波进行数据传输。

8.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，所述第二确定单元，还用于将所述频谱扩展系数与1之和的倒数作为所述时域压缩系数。

9.根据权利要求6所述的设备，其特征在于，所述设备还包括：设置单元、第一变换单元、第二滤波单元和第二变换单元，其中：

设置单元，用于在基于移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述至少一个子载波进行滤波时，为所述基带成型滤波中的频域滤波参数设置扩展系数，使所述基带成型滤波参数的频带响应展宽；

第一变换单元，用于将所述至少一个子载波进行傅里叶变换，将所述至少一个子载波变换为频域信号；

第二滤波单元，还用于基于所述扩展系数及移位处理后的所述基带成型滤波参数对所述频域信号进行滤波；

第二变换单元，用于将滤波后的信号进行反傅里叶变换而获得所述第一调制子载波。

10.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，所述频谱扩展系数与所述频谱扩展系数正相关。