CN106130485B - 一种基于复合左右手材料传输线的二倍频器 - Google Patents

Abstract

一种倍频器，用来产生具有二倍输入信号的频率的输出信号，这种倍频器是基于复合左右手材料传输线倍频器，其特征在于：利用分别在一倍和二倍中心频率下的复合左右手材料构成的传输线连接多个晶体管的栅极和漏极，而信号通过两路同相接入叠加，经过具有零相移特性的复合左右手传输线CRLH TL1在每个晶体管的栅极形成同相的驻波信号，并通过CRLH TL2在各晶体管漏极合并各路二倍频信号，抵消一倍频信号后输出具有二倍输入信号频率的信号。

Description

一种基于复合左右手材料传输线的二倍频器

技术领域

本发明设计了一种倍频器，具体说是利用复合左右手材料构成零相移传输线单元代替原分布式倍频器结构中的二分之波长线，提高了倍频器的输出功率和带宽。

背景技术

随着低频带资源的日益紧张，协议制定者以及生产商们逐渐将目光转向了带宽丰富的高频段，而毫米波/太赫兹频段更是汇聚了当前世界尖端研究人员的目光。与此同时，集成电路工艺技术的不断发展，以及晶元加工周期的缩短，为硅基毫米波/太赫兹集成电路的实现提供了重要保证。

在片频率发生器通常扮演着重要角色，作为最常用的频率震荡器，VCO允许一定范围的频率可控性，但是当工作频率提升到毫米波/太赫兹频段的时候，由于晶体管本身性能会受到截止频率的限制，VCO就很难直接提供符合要求的高频率信号。

倍频器是一种利用晶体管非线性特性，通过一定结构，得到其高次谐波继而可以得到相对较好的高频率信号。这就在一定程度上降低了VCO设计中的难度，允许其通过牺牲震荡频率而提高诸如频谱纯度、可调范围等特性。

复合左右手传输线，有两种构成方式，一种为谐振型，另一种为非谐振型。非谐振型的复合左右手传输线具有宽带的特性，广泛应用于一些毫米波宽带应用中。通过复合右手传输线与左手传输线，可以构成复合左右手传输线单元，在特定带宽内具有零相移特性，从而可以代替原有的二分之波长传输线，实现元器件的小型化。

分布式倍频器具有带宽宽、输出功率高等优点，而由于倍频器每级之间需要用特定长度的传输线连接，往往会导致器件占地面积过大，所以如何降低分布式传输线的尺寸，并且保持高输出功率以及宽带等特性成为毫米波分布式倍频器的设计难点。

发明内容

本发明中以分布式倍频器结构为基础，通过使用复合左右手传输线构成的零相移单元代替通常情况下二分之波长传输线，考虑晶体管寄生效应以及阻抗匹配等因素，调整零相移单元的具体参数，实现高输出功率、宽带、小型化等特点。

本发明提供的倍频器目的是提供一种具有较高输出功率，且频谱纯度较高的二倍频器，其中输出的基频信号不会具有比希望得到的二次谐波信号高得多。

本发明进一步的目的是提供这样一种倍频器，其无需使用滤波和/或前馈抵消。然而，本发明在其他实施例中不必实现这些全部目的，其权利要求不应局限于能够实现这些目的的结构和方法。

本发明的特征在于作为一种倍频器，用于产生具有2倍输入信号的频率的输出信号。倍频器本身为分布式结构，将数量为N的晶体管与一定的电路元件构成复合左右手结构传输线，进而形成N级分布式倍频单元，并通过一定方式相连，增强倍频信号的功率，同时使输入信号中基频信号得到一定的抑制。

本发明的另一特征在于利用电路元件并考虑晶体管栅极、漏极寄生电容，分别构成了中心频率为f₀和2倍f₀的复合左右手传输线。其中栅极线在工作频率为f₀处具有零相移特性，而漏极线在工作频率为2倍f₀处也具有零相移特性，并且在频率为f₀处的相移为90°，以便构成分布式结构后对基频信号抵消。

本发明的特征还在于这种倍频器输入端为了使各级晶体管栅极处于同相位采用了特殊的信号输入方式：输入信号分两路同相输入构成双馈结构或输入信号从一路输入，到末端进行反射与输入信号叠加形成单端双馈结构。

附图说明

图1是根据本发明的倍频器的原理图；

图2是本发明复合左右手材料构成零相移传输线单元的原理图，为L模型；

图3是复合左右手材料传输线π模型结构；

图4是复合左右手材料传输线T模型结构；

图5是复合左右手传输线传输系数特性。

图6是本发明中，中心频率为f₀和中心频率为2倍f₀的复合左右手传输线传输特性的相位曲线，，它们在各自的中心频率传输相位都为零，其中心频率为2倍f₀的复合左右手材料传输线在f₀处的相位为90°。

图7是本发明一个4级倍频器的实例原理图。

具体实施方式

本发明所述的倍频器采用分布式结构如图1所示。信号通过两端口馈入电路中，整个倍频电路由复合左右手材料构成的栅极传输线和漏极传输线组成，可以视为多个倍频单元。每个倍频单元由一个晶体管和两段不同频率的具有零相移特性的复合左右手传输线构成，其中每个倍频单元晶体管的栅极与中心频率为f₀的复合左右手传输线(CRLH TL1)相连，而漏极则与中心频率为2倍f₀的复合左右手传输线(CRLH TL2)相连，这两条复合左右手传输线都吸收了晶体管的寄生电容。输入信号经过匹配网络分为两路通过中心频率为f₀的复合左右手传输线连入分布式倍频器的两个输入端，两个输入信号保持同相位的情况下，在每级倍频单元中晶体管栅极保持同相位，经过晶体管放大后在漏端形成同相电流，并通过漏极线叠加同相的倍频信号达到功率合并的功能，基频信号实现反向叠加而抵消。

本发明中复合左右手传输线考虑了晶体管寄生参数的影响，通过调节复合左右手结构中各电容、电感参数，吸收晶体管包括栅极、漏极寄生电容等造成的影响，通过仿真确立倍频单元的具体参数，L模型的复合左右手传输线等效电路如图2所示，左手传输线与右手传输线合并而成两个谐振电路，在谐振点处表现为零相移特性。而复合左右手传输线同时可以用π型和T型等效电路来建模，如图3和图4所示。

复合左右手传输线由左手传输线和右手传输线结合，在中心频率左侧为左手部分，右侧为右手部分，除了在中心频率处具有零相移特性外，在一定频带内的衰减常数也非常小，如图5所示。

此时漏极线为中心频率为2倍f₀的零相移传输线，而中心频率为2倍f₀的零相移传输线在中心频率为f₀处的相移为-90度，如图6所示。

输入信号从信号源传入倍频器输入端，后接分布式倍频器结构，可以设为N级，每级由一段复合左右手传输线单元和一个晶体管的栅极相连，其中要考虑晶体管栅极的栅电容构成CRLH传输线的零相移单元，信号经过N级的栅传输线单元后，经过理想开路反射，与输入信号同相叠加，在每级的栅极处构成同相位。

晶体管通过一定的偏置，工作在B、C类等工作状态，增大了输出的非线性，相应提高了信号的高次谐波分量。

场效应管的漏极电流根据栅极输入电压幅值变化而变化，对于一定的沟道长宽比，漏极电流会按照一定比例放大，然而此时的基波分量还是远远大于二次谐波分量。

分布式倍频器的级数为N级，其中N为大于等于4的偶数，基频信号在每个栅极保持同相位，而晶体管的漏极输出会有丰富的谐波分量。对于N等于4的一个例子，如图7所示，在晶体管的栅极和漏极各级之间加入电容和电感，考虑晶体管的寄生电容，构成中心频率分别为f0和2倍f0的π型复合左右手传输线(CRLH TL1、CRLH TL2)，其分别在f0处和2倍f0频率处具有特殊的相移特性；对于CRLH TL2，一方面这种传输线单元在频率为2倍f0处保持零相移，另一方面在频率为f0相移为-90度，这样由于栅极输入电压为同相，那么漏极输出也为同相，各点在频率为2倍f0的输出信号通过复合左右手材料传输线进行功率合并；而相隔一个传输线单元的(如T1和T3漏端)频率为f0的分量由于相位相差180度会相互抵消(T2、T4漏端同理)，如图6所示。

本发明使信号的频率加倍，且保持信号同相；对于基频分量有很好的抑制，无需额外的滤波；栅极输入电阻为负，可以抵消传输线上损耗。

Claims (4)

1.一种分布式倍频器,用于产生具有二倍输入信号频率的输出信号,所述分布式倍频器是基于复合左右手材料传输线的倍频器；所述复合左右手材料构成的零相移传输线,由左手传输线单元和右手传输线单元合并而成,在特定的频带具有零相移常数的特性,其中包括中心频率为f₀的基频零相移传输线,以及中心频率为2倍f₀的二倍频零相移传输线；分布式倍频器单元由两种不同中心频率的零相移传输线和特殊偏置晶体管共同组成,其中基频零相移传输线与晶体管栅极相连,而二倍频零相移传输线与晶体管漏极相连,其中零相移传输线的设计考虑到了晶体管的寄生效应；所述倍频器由N级倍频器单元以及复合左右手材料单元组成,其中N为大于等于4的偶数。

2.如权利要求1所述的分布式倍频器,其中,复合左右手传输线的构成方式使用集总元件或分立元件构成,其中集总元件构成复合左右手传输线单元的电容、电感采用多种在片物理结构实现,同时,根据不同需要,构成复合左右手传输线的单元形式是T型、L型或π型。

3.如权利要求1所述的分布式倍频器,中心频率为2倍f₀的零相移传输线在频率为f₀处实现-90度相移,在漏极部分功率合成时,当级数N为偶数时,基频分量会相互抵消,倍频分量会叠加。

4.如权利要求1所述的分布式倍频器,其中,所述的中心频率为f₀的具有零相移特性的复合左右手传输线由分布在每级晶体管栅极与下一级晶体管栅极之间的无源电路组成,并考虑栅极寄生电容,即使栅极线成为中心频率为f0的复合左右手传输线,所述的中心频率为2倍f₀的具有零相移特性的复合左右手传输线由分布在每级晶体管漏极与下一级晶体管漏极之间的无源电路组成,并考虑漏极寄生电容,即使栅漏极线成为中心频率为2倍f₀的复合左右手传输线。

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