CN110729967B - 一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，包括：负阻单元为谐振腔提供维持振荡的能量，主振电路采用改进的π型差分电路结构，用以实现振荡并提高谐振回路品质因数；滤波电容与尾电流源MOS管构成低通滤波器，降低振荡器的相位噪声；窄带切换电路包括四个基本的LC VCO；输出缓冲电路将四个窄带VCO共漏连接，将所选的窄带VCO输出，同时为后续电路提供驱动。本发明基于65nm的CMOS工艺设计，实现了良好的噪声性能。

Description

一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器

技术领域

本发明涉及射频振荡器领域，尤其涉及一种基于CMOS工艺的、采用窄带切换技术和改进π型结构的、宽调谐范围的毫米波压控振荡器。

背景技术

随着现代科技的不断发展，无线通信技术成为通信领域的最大热点，同时也在手机网络、无线局域网络、蓝牙、***、航空航天、雷达科技、国防军事等方面获得了广泛应用。射频集成电路(Radio Frequency Integrated Circuit,RFIC)作为无线通信技术的物理支撑，已逐步融入日常生活和国家安全领域，并不断改变着我们的生产和生活方式。其中，毫米波凭借其短波长、宽频带、不易受气候影响、可全天候工作等特点，可针对性地解决信号在高速传输中面临的诸多难题，所以在未来短距离通讯产业中有着更广阔的发展前景。

作为无线收发***的重要组成模块之一，毫米波压控振荡器(VoltageControlled Oscillator,VCO)是毫米波无线收发***的关键电路，为***提供性能良好的本地振荡信号，同时，VCO的振荡频率、相位噪声以及功耗等指标也直接影响着无线收发***的性能。另外，随着CMOS工艺节点的持续缩减，其沟道长度不断减小，截止频率不断增加，并且具有低成本、低功耗以及可与数字基带电路制备在同一芯片上等特点，设计和实现毫米波CMOS集成电路已成为国际上的研究热点，故基于CMOS工艺的毫米波压控振荡器设计的研究具有非常重要的意义。

近年来，国内外对CMOS压控振荡器的研究层出不穷，不同工艺平台获得的实测效果也不尽相同。例如，2016年，张润曦等人申请了一种CMOS低增益、宽调谐范围的全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器(申请号201610413932.8)，振荡器谐振腔中加入由高低电平直接控制的MOS可变电容管阵列，实现接入电容大小的切换，进而实现多子带调谐以获得低调谐增益和宽调节范围，并拥有较好的相位噪声性能。但该压控振荡器在中心频率为30GHz时的总功耗为80mW，功耗偏高。

2018年，胡建全等人公开了一种低相位噪声、宽调谐带宽的压控振荡器电路(申请号201820361519.6)，包括负阻电路和连接在负阻电路上的电感电容(LC)谐振电路。利用该压控振荡器电路可实现12～23GHz的宽调谐范围，但所需的调谐电压变化范围为0～20V，变化区间过大，且当频率为23GHz时，相位噪声仅为-91dBc/Hz。

另外，李超等人申请了一种自带相移的正交压控振荡器电路(申请号201811641561.4)，包括两个输入输出端口相互连接的结构相同的压控振荡器，通过简单的电路结构使振荡器稳定地工作在一种模式，在较低频段内为谐振电路提供良好的相移，同时提高振荡器的调谐范围。但该发明的相位噪声性能很差，在振荡频率为29GHz时，相位噪声仅为-82dBc/Hz@1MHz。

综上所述，虽然已有对CMOS毫米波VCO电路结构的大量研究，但均是针对特定指标进行优化设计，目前尚不能很好地实现VCO的频率、相位噪声、调谐范围以及功耗等指标的多重优化。

发明内容

本发明提供了一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，基于65nm的CMOS工艺设计，实现了良好的噪声性能，详见下文描述：

一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，包括：

负阻单元为谐振腔提供维持振荡的能量，主振电路采用改进的π型差分电路结构，用以实现振荡并提高谐振回路品质因数；

滤波电容与尾电流源MOS管构成低通滤波器，降低振荡器的相位噪声；

窄带切换电路包括四个基本的LC VCO；输出缓冲电路将四个窄带VCO共漏连接，将所选的窄带VCO输出，同时为后续电路提供驱动。

其中，所述负阻单元采用NMOS和PMOS交叉耦合管互补结构。

进一步地，所述改进的π型差分电路结构，包括两个可调电容、两个固定电容和四个电感，通过选取电感感值和电容容值，控制振荡频率。

其中，通过在共模点处加入大滤波电容C_n，过滤掉共模点上的高频成分，降低尾电流管M_n的沟道调制效应，使得振荡器的输出波形更加对称，避免振荡时的高次谐波失真。

具体实现时，通过改变每个谐振单元的谐振频率，从而获得四组振荡频率不同的VCO，同时保证每组相邻VCO的振荡频率存在一定的重叠区域，获得更大的频率调谐范围。

优选地，输出缓冲电路采用两级结构，第一级缓冲电路将四组窄带切换VCO的输出通过MOS管共漏连接在第二级的缓冲电路中，控制电压D₀、D₁、D₂、D₃决定VCO的输出，第二级缓冲电路输出对应的VCO。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、负阻单元采用交叉耦合管互补结构，由于存在2对交叉耦合管，提供了更大的负阻值，从而VCO在消耗更少的功耗情况下就可以起振。输出摆幅比较大，同样的摆幅时功耗更小。另外，当NMOS和PMOS交叉耦合对管的跨导能够严格匹配时，输出波形的上升沿和下降沿能够具有良好的对称性，这使其在1/f³区域内相位噪声更好，从而减小了VCO的相位噪声。

2、主振电路采用改进的π型差分电路结构，两个可变电容管在控制电压V_c的控制下，获得较宽的频率调谐范围，控制改变电感L₁、L₂、L₃、L₄的大小，与普通的π型结构相比，可以有效地提高谐振回路的品质因数，在不牺牲调谐宽度的情况下进一步降低VCO的相位噪声。

3、滤波电容与尾电流源MOS管M_n构成一个低通滤波器，优化相位噪声，抑制偶次谐波附近的噪声及低频噪声。通过在共模点处添加大滤波电容C_n，可以滤除共模点上的高频分量，并抑制尾电流管M_n的沟道调制效应，振荡器的输出波形更加对称，避免了振荡期间的高次谐波失真。

4、窄带切换VCO包括四个基本的电感电容压控振荡器，分别由四个开关电压D₀、D₁、D₂、D₃来控制VCO的导通与断开。通过合理地设置每一个窄带VCO中的电感感值，可以获得不同的振荡频率，并且保证每一个窄带VCO的频率变化区间与相邻窄带VCO的区间存在重叠部分，从而获得四条连续的振荡频率曲线，获得最大的调谐范围。

附图说明

图1为一个窄带切换VCO单元的电路原理图；

图2为四位控制字控制的窄带切换VCO的整体原理图；

图3为改进π型结构的网络模型；

其中，(a)为改进的π型反馈结构的简化模型；(b)为纯串联等效电路。

图4为环路增益的仿真结果；

图5为相位噪声的仿真结果；

图6为直流功耗的仿真结果；

图7为压控振荡器调谐范围的仿真结果图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

本发明所述的压控振荡器由负阻单元、主振电路、滤波电容、窄带切换电路、输出缓冲级电路组成，一个窄带切换VCO单元如图1所示，图2为四位控制字控制的整体窄带切换电路。

其中，负阻单元为谐振腔提供维持振荡的能量，主振电路采用改进的π型差分电路结构，用以实现振荡并提高谐振回路品质因数，滤波电容与尾电流源MOS管构成低通滤波器，降低振荡器的相位噪声，输出缓冲级将四个窄带VCO共漏连接，将所选的窄带VCO输出，同时为后续电路提供足够的驱动。

1、负阻单元采用NMOS和PMOS交叉耦合管互补结构。相同电流的情况下，交叉耦合管互补结构的跨导是NMOS型VCO和PMOS型VCO的2倍。本设计中负阻单元由P₁、P₂、M₁、M₂实现，为谐振腔提供外部能量以维持振荡。

2、主振电路采用改进的π型差分电路结构，包括两个可调电容(C₁、C₂)、两个固定电容(C₃、C₄)和四个电感(L₁、L₂、L₃、L₄)，通过选取合适的电感感值和电容容值，控制振荡频率。根据可调电容容值随控制电压变化的特性，利用控制电压V_c来精确地控制压控振荡器的频率变化。

3、滤波电容C_n与尾电流源MOS管M_n构成一个低通滤波器，用来优化相位噪声。通过在共模点处加入大滤波电容C_n，可以过滤掉共模点上的高频成分，同时可以降低尾电流管M_n的沟道调制效应，使得振荡器的输出波形更加对称，避免振荡时的高次谐波失真。

4、窄带切换电路包括四个基本的LC VCO，即四个如图1所示的VCO单元，通过改变每个谐振单元的谐振频率，从而获得四组振荡频率不同的VCO，同时保证每组相邻VCO的振荡频率存在一定的重叠区域，获得更大的频率调谐范围。

5、输出缓冲电路采用两级结构，第一级缓冲电路将四组窄带切换VCO的输出通过MOS管共漏连接在第二级的缓冲电路中，控制电压D₀、D₁、D₂、D₃决定VCO的输出，第二级缓冲电路输出对应的VCO。

实施例2

图1是本发明提出的基于CMOS工艺的毫米波压控振荡器的电路原理图。所述压控振荡器由负阻单元、主振电路、滤波电容、窄带切换VCO和输出缓冲级电路组成。其中，负阻单元采用交叉耦合对管互补结构，主振电路采用改进的π型差分电路结构，滤波电容采用大电容与尾电流源构成低通滤波器，窄带切换VCO包括四组不同频率的VCO，输出缓冲级采用两级缓冲结构。采用本发明所述压控振荡器，可以获得低相位噪声、低功耗、宽调谐范围的毫米波压控振荡器。整体电路的具体连接方式如下：

负阻单元PMOS管P₁、P₂的栅端和漏端互相连接，源级共同接至控制电压D₀，电感L₁、L₂的一端分别与对应的P管漏端相连，另一端分别与可调电容C₁、C₂的一端相连，可调电容C₁、C₂的一端相互连接，共同接至控制电压V_c，固定电容C₃、C₄的一端分别与电感L₁、L₂的另一端相连，NMOS管的栅极分别与电容C₃、C₄的另一端相连，同时栅极连接至电感L₃、L₄，偏置电压V_bb将电感L₃、L₄共同连接起来，NMOS管的漏端分别与固定电容C₃、C₄相连，M₁、M₂的源级相连接，并接至尾电流源M_n的漏极，M_n的源级接地，栅极接偏置电压V_b，滤波电容C_n一端与M_n的漏极相连，另一端接地，这是VCO₀的连接方式，同理，VCO₁、VCO₂、VCO₃的连接方式同VCO₀相同，四个窄带VCO的负阻单元的NMOS管漏极分别连接到各自的第一级缓冲器M₃、M₄、M₅、M₆的栅极，第一级缓冲器的源级接地，漏极共同连接至电感L₅的一端，L₅另一端接至电源VDD，第一级缓冲器中的共漏极连接至第二级缓冲电路中M₇的栅极，M₇的源级接地，漏极与电感L₆的一端连接，L₆的另一端接电源VDD，输出端口OUT由M₇的漏极引出，连接至下一级。

在LC谐振网络中，谐振腔中存在寄生电阻R_p，这会造成谐振腔中的能量损耗，故谐振腔中的能量不断减少，输出幅度呈指数衰减，此时就需要外部能量源源不断地注入到LC谐振腔中，弥补能量损耗，维持谐振网络振荡。

本设计中主振电路构成谐振网络，负阻单元为主振电路提供外部能量。设负阻单元跨导为g_m，则负阻单元的总负阻为-2/g_m，要满足起振条件，则负阻与寄生电阻之间必须满足关系式如下

即

g_mR_p≥2 (2)

起振条件满足后，设计合理的电容与电感，才能获得需要的毫米波振荡频率。本设计中，压控振荡器的振荡频率为：

其中，L_fix为电感感值，C_v为可调电容容值，C_p为电路的寄生电容。

通过将四组窄带VCO的电感设置为不同的感值，开关控制电压D₀、D₁、D₂、D₃分别设置为高电平后，对应的窄带VCO导通。以D₀为例，当D₀为高电平时，D₀控制下的VCO₀被导通，VCO₀通过两级缓冲器M₃、M₇输出到OUT，从而获得VCO₀的振荡频率。同理，当D₁、D₂、D₃分别为高电平时，对应的VCO₁、VCO₂、VCO₃被导通，第一级缓冲电路将对应的振荡频率输出到第二级缓冲电路中，再输出给下一级电路。

通过合理地设置每一个窄带VCO中的电感感值，可以获得不同的振荡频率。另外，可调电容的容值随控制电压V_c而变化，保证每一个窄带VCO的频率变化区间与相邻窄带VCO的区间存在重叠部分，可以获得四条互相重叠的调谐曲线，从而得到最大的调谐范围。设可调电容的变化范围为C_vmin～C_vmax，则本设计中压控振荡器可获得的最大和最小振荡频率分别为：

其中，L_min与L_max分别为四个窄带VCO中电感感值的最小值和最大值，由此可得振荡器的调谐范围TR：

图3(a)为改进的π型网络简化模型示意图，此处的C_pn、R_pn分别为NMOS管的等效寄生电容和寄生电阻，由于该网络是一个混联谐振网络，为了能更好的分析则考虑把它等效成一个纯串联的网络，如图3(b)所示。

这种等效方法一般是在接近谐振频率的范围内是成立的，让C_pn与R_pn的并联部分与R_s和C_s的串联部分阻抗相等，可得：

令实部和虚部分别相等，则有：

由于串联部分和并联部分是等效的，品质因数肯定也是相等的，所以存在品质因数Q：

Q＝w₀C_pnR_pn＝1/w₀C_sR_s (9)

综上可得，R_s和C_s的表达式为：

由于Q²远大于1，所以1+Q²≈Q²，可以得到改进的π型网络的品质因数公式为：

Q＝{[(L₃+L₁)/L₃]²R_in||R₁}[(C₁₁+C_gs)/(L₃+L₁)]^1/2 (11)

其中，R_in为有源器件自身的负载，C_gs为MOS管栅源电容，R₁是谐振网络的等效电阻，电容C₁₁并联在MOS管漏极和栅极之间，w₀为谐振腔的振荡频率。

品质因数大小主要由[(L₃+L₁)/L₃]²和[(C₁₁+C_gs)/(L₃+L₁)]^1/2两部分决定，引入C₁₁，并且令工作频率保持不变，可让L₁不变，L₃减小，则[(C₁₁+C_gs)/(L₃+L₁)]^1/2的值增大，[(L₃+L₁)/L₃]²可以进一步改写成[1+(L₁/L₃)]²，由于L₁不变，L₃减小，则[(L₃+L₁)/L₃]²这一项的值也是增大的，所以本发明中采用的改进结构品质因数会更高。由此可以说明，本方法采用的结构可以通过提高品质因数来进一步降低VCO的相位噪声。

基于TSMC 65nm CMOS工艺，本发明对上述电路结构进行了仿真优化。图4所示为VCO环路增益的仿真结果。由图可见，所设计压控振荡器在频率为34.49GHz时，相移为0，环路增益达到2.5，满足巴克豪森准则，振荡器能够良好起振。

由图5可见，在1MHz频偏下，相位噪声最优可达-99.41dBc/Hz。图6给出了压控振荡器的直流功耗仿真结果，Power＝-28.9dBm，约为1.3mW。由图7可知，通过四组窄带VCO的切换，4条频率曲线覆盖的频率范围为23.5～32.7GHz，调谐范围约为33％。

综上所述，本发明基于TSMC 65nm CMOS工艺设计了一款宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，采用四组窄带切换VCO和改进的π型差分结构，尾电流源MOS管与滤波电容构成低通滤波器以优化相位噪声，覆盖频率为23.5～32.7GHz，获得了33％的宽调谐范围，并且具有低功耗和良好的噪声性能，可以为毫米波无线收发***提供良好的本振信号。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，其特征在于，包括：窄带切换电路和输出缓冲电路，窄带切换电路包括四个窄带VCO，每个VCO包括负阻单元、主振电路和低通滤波器；

所述负阻单元采用NMOS和PMOS交叉耦合管互补结构，包括两个NMOS管M₁~M₂和两个PMOS管P₁~P₂；

所述主振电路采用改进的π型差分电路结构，所述改进的π型差分电路结构包括两个可调电容C₁~C₂、两个固定电容C₃~C₄和四个电感L₁~L₄，通过选取电感感值和电容容值，控制振荡频率；

滤波电容C_n与尾电流源MOS管M_n构成低通滤波器，降低振荡器的相位噪声；

所述输出缓冲电路包括第一级缓冲器和第二级缓冲器，所述输出缓冲电路将四个窄带VCO共漏连接，将所选的窄带VCO输出，同时为后续电路提供驱动；所述第一级缓冲器包括MOS管M₃~M₆和电感L₅，所述第二级缓冲器包括MOS管M₇和电感L₆；

其中，PMOS管P₁的栅极与PMOS管P₂的漏极相连，PMOS管P₂的栅极与PMOS管P₁的漏极相连，PMOS管P₁的源极和PMOS管P₂的源极相连，四个窄带VCO的负阻单元的两个PMOS管的源极分别接至控制电压D₀~D₃；电感L₁、L₂的一端分别与PMOS管P₁、P₂的漏极相连，另一端分别与可调电容C₁、C₂的一端相连，可调电容C₁、C₂的另一端共同接至控制电压V_c；固定电容C₃的一端与电感L₁的另一端、NMOS管M₁的漏极相连，固定电容C₄的一端与电感L₂的另一端、NMOS管M₂的漏极相连；NMOS管M₁的栅极与固定电容C₃的另一端、电感L₃的一端相连，NMOS管M₂的栅极与固定电容C₄的另一端、电感L₄的一端相连，电感L₃的另一端、电感L₄的另一端共同接至偏置电压V_bb；NMOS管M₁的源极和NMOS管M₂的源极相连，并接至尾电流源MOS管M_n的漏极，M_n的源极接地，栅极接偏置电压V_b，滤波电容C_n的一端与M_n的漏极相连，另一端接地；

四个窄带VCO的负阻单元的NMOS管M₂的漏极分别连接到第一级缓冲器中M₃、M₄、M₅、M₆的栅极，M₃、M₄、M₅、M₆的源极共同接地，漏极共同连接至电感L₅的一端，电感L₅另一端接至电源VDD；电感L₅的一端连接至第二级缓冲电路中M₇的栅极，M₇的源极接地，漏极与电感L₆的一端连接，电感L₆的另一端接电源VDD，输出端口OUT由M₇的漏极引出，连接至下一级。

2.根据权利要求1所述的一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，其特征在于，通过在共模点处加入大滤波电容C_n，过滤掉共模点上的高频成分，降低尾电流源MOS管M_n的沟道调制效应，使得振荡器的输出波形更加对称，避免振荡时的高次谐波失真。

3.根据权利要求1所述的一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，其特征在于，通过改变每个谐振单元的谐振频率，从而获得四组振荡频率不同的VCO，同时保证每组相邻VCO的振荡频率存在一定的重叠区域，获得更大的频率调谐范围。

4.根据权利要求1所述的一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器，其特征在于，输出缓冲电路采用两级结构，第一级缓冲电路将四组窄带VCO的输出通过MOS管共漏连接在第二级的缓冲电路中，控制电压D₀、D₁、D₂、D₃决定VCO的输出，第二级缓冲电路输出对应的VCO。

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