CN105958828A

CN105958828A - 一种dc-dc变换电路

Info

Publication number: CN105958828A
Application number: CN201610290854.7A
Authority: CN
Inventors: 王彩凤
Original assignee: Shenzhen Kai Yajie Science And Technology Co Ltd
Current assignee: SHENZHEN INFY POWER Co.,Ltd.
Priority date: 2016-04-22
Filing date: 2016-04-22
Publication date: 2016-09-21
Anticipated expiration: 2036-04-22
Also published as: CN105958828B

Abstract

本发明涉及电力电子技术领域，公开了一种DC‑DC变换电路，包括：N个单元变换电路、M个电感单元、电路输入正端、电路输入负端、电路输出正端和电路输出负端，所述第一单元变换电路的输入正端通过电感单元或直接与所述电路输入正端连接，所述第K单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述第K+1单元变换电路的输入正端连接，K、M和N为自然数，K＜N，1≤M≤N+1，所述第N单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述电路输入负端连接，N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接。本发明降低了成本，消除或减小了共模干扰问题，还可以实现交错控制，减小输入和输出电流纹波，有利于减小滤波器，降低实现难度。

Description

一种DC-DC变换电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种DC-DC变换电路。

背景技术

在工业应用中有大量对宽输入且上限为高电压(约200V～800V)进行变换的需求，如电动汽车中将动力电池组的高电压转换为24V/12V输出。如果采用单级电路(比如有源箝位正激)进行直接DC-DC变换，虽然技术成熟、拓扑和控制简单，同时使用器件数量也少；但需要采用特别的高压开关器件(如900～1200V的MOS管)，价格昂贵；同时在宽输入电压下，变换器的效率不高。因此，在要求较高的应用下，采用二级变换的方式来实现是更好的方法。比较常见的两级变换方式有，前级通过三电平Buck/Boost等电路将输入高压转换为中间电压；后级再通过一级DC-DC变换电路(如三电平LLC电路)将中间电压转换为需要的输出电压。这样，通过两级电路的合理设计，可以使用业界大量使用的普通高压开关管(约600V以下)完成输入高压的变换，大大降低成本，同时使得前后两级的效率都可以设计的比较高，从而提升整体效率。

在两级变换电路中，前级的三电平电路选择有Boost电路及Buck电路等，后级的DC-DC变换电路依据前级的输出电压选择合适的电路，对于前级为Boost三电平电路的情况(中间电压为高压约800V左右)，后级可以选择三电平LLC电路或者三电平移相全桥等三电平电路，以避免使用900～1200V等级的开关管。对于前级为Buck三电平电路的情况(中间电压为高压约400V左右)，则后级可以选择LLC电路或者移相全桥等电路。现有技术中，普通三电平电路要么存在共模干扰问题，局部需要高压器件，或者需要大的飞跨电容解耦并且电路控制复杂，对电子器件的电压要求高，实现成本高，共模干扰大。

发明内容

本发明提供一种DC-DC变换电路，解决现有技术中DC-DC变换电路对电子器件的电压要求高，实现成本高，共模干扰大的技术问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种DC-DC变换电路，包括：N个单元变换电路、M个电感单元、电路输入正端、电路输入负端、电路输出正端和电路输出负端，所述第一单元变换电路的输入正端通过电感单元或直接与所述电路输入正端连接，所述第K单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述第K+1单元变换电路的输入正端连接，K、M和N为自然数，K＜N，1≤M≤N+1，所述第N单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述电路输入负端连接，N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接；

其中，所述单元变换电路包括电子开关、电容、二极管和子变换电路，所述电容跨接于所述子变换电路的输入正端和输入负端，所述子变换电路的输出正端为所述单元变换电路的输出正端，所述子变换电路的输出负端为所述单元变换电路的输出负端，所述电子开关跨接于所述单元变换电路的输入正端与所述单元变换电路的输入负端之间；

所述二极管的正端与所述子变换电路的输入负端连接，所述二极管的负端与所述单元变换电路的输入负端连接，所述单元变换电路的输入正端与所述子变换电路的输入正端连接，或者，所述二极管的负端与所述子变换电路的输入正端连接，所述二极管的正端与所述单元变换电路的输入正端连接，所述单元变换电路的输入负端与所述子变换电路的输入负端连接。

通过本发明提供的一种DC-DC变换电路，使得开关管可以全部使用普通器件，从而降低了成本，消除或减小了共模干扰问题，还可以实现交错控制，减小输入和输出电流纹波，有利于减小滤波器，降低实现难度。同时，通过合理设计子变换电路1、2、......n及其输出连接方式，可以使N个单元变换电路输出电压及输出功率自动达到基本均衡。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一中的DC-DC变换电路的结构示意图；

图2为本发明实施例二中的DC-DC变换电路的结构示意图；

图3为本发明实施例三中的DC-DC变换电路的结构示意图；

图4为本发明实施例四中的DC-DC变换电路的结构示意图；

图5为本发明实施例五中的DC-DC变换电路的结构示意图；

图6为本发明实施例六中的DC-DC变换电路的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例一

如图1所示，为一种DC-DC变换电路，包括：N个单元变换电路、M个电感单元、电路输入正端、电路输入负端、电路输出正端和电路输出负端，所述第一单元变换电路的输入正端通过电感单元或直接与所述电路输入正端连接，所述第K单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述第K+1单元变换电路的输入正端连接，K、M和N为自然数，K＜N，1≤M≤N+1，所述第N单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述电路输入负端连接，N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接；

其中，为了使得电容和输入之间没有高频电压抖动，取得最佳的消除共模干扰的效果，所述第一单元变换电路的输入正端与所述电路输入正端直接连接，所述第N单元变换电路的输入负端与所述电路输入负端直接连接，相应地，所述电感单元个数为M-2。

所述N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接，连接方式有多种，具体可以包括：

1、N个单元变换电路的输出正端与所述电路输出正端连接，N个单元变换电路的输出负端与所述电路输出负端连接；或者，

2、所述第K单元变换电路的输出负端与所述第K+1单元变换电路的输出正端连接；或者，

3、N个单元变换电路分为Q组，其中，每组内的单元变换电路输出端彼此并联，第一组的输出正端与所述电路输出正端连接，第P组的输出负端与第P+1组的输出正端连接，第Q组的输出负端与所述电路输出负端连接，Q和P为自然数，1≤P≤Q-1；或者，

4、N个单元变换电路分为为Q组，其中，每组内的第一个单元变换电路输出正端为该组的输出正端，第一个单元变换电路的输出负端与另一个单元变换电路的输出正端连接，每组内的最后一个单元变换电路的输出负端为该组的输出负端，所有组的输出正端与所述电路输出正端连接，所有组的输出负端与所述电路输出负端连接。

所述子变换电路包括隔离DC-DC变换电路和非隔离DC-DC变换电路，其中，所述隔离DC-DC变换电路为LLC谐振电路或移相全桥电路，所述非隔离DC-DC变换电路为Buck电路或Boost电路或Cuk电路。对应地，这些子变换电路中的电子开关通过交错方式进行控制，所述交错方式为电路中的两路或两路以上的同频控制信号，每路控制信号依次错开一定相位的控制方式，一般情况下交错错相的角度从0～360均可以。优选控制方式包括：当N为偶数时，所述隔离DC-DC变换电路中的电子开关的交错控制错相为180/N度；当N为奇数时，所述隔离DC-DC变换电路中的电子开关的交错控制错相为2＊180/N度。

所述单元变换电路中的电子开关也可以通过交错方式进行控制，优选交错控制错相包括2＊180/N度。

所述单元变换电路中的二极管由单个MOSFET管或多个MOSTSF管并联进行替代，并采用同步整流方式控制。

本发明实施例的电路中，还可以包括N个浪涌保护单元，所述第一单元变换电路中的子变换电路输入负端与保护单元正端连接，保护单元负端与所述第K单元变换电路中的子变换电路输入正端连接，所述第K单元变换电路中的子变换电路输入负端与另一保护单元的正端连接，另一保护单元的负端与第N单元变换电路中的子变换电路输入正端连接。

所述浪涌保护单元为单个二极管或多个二极管并联，其正端为保护单元的正端，负端为保护单元的负端。所述浪涌保护单元为单个电容或多个电容并联。

如图1中的电感单元的数量可以为1～N+1之间的任意个数，比如：当电感单元为1时，其他所有原来为电感单元的地方均为直接连接，按照排列组合这样组合有2^N+1种。电感单元可以且至少由一个电感组成；电路中的电感单元是可以串入电感的位置，也可以不串入电感单元直接连接。由电路可知，单元变换电路中的电子元件所承担的稳态电压分别由电容单元C1、C2、......和Cn上的电压决定，由于C1、C2、......和Cn为串接方式共同分担了输入电压，同时通过控制使其电压保持大致平衡，可最大化降低电路中电子元件的耐压要求，所以电路中的电子元件可以选择相对低压的电子元件。为避免或减小共模干扰问题，需要尽量减少电路中的高频抖动，也即尽量保持单元变换电路中的电容单元C1、C2、......和Cn的电平相对于输入电平是没有高频抖动的。如果连接电路输入正端的电感单元不加入电感而直接连接，则可以将电路输入正端和C1的一端连接在一起，从而使得C1的电平相对输入没有高频抖动；如果连接电路输入负端的电感单元不加入电感而直接连接，则可以将电路输入负端和Cn的一端连接在一起，从而使得Cn的电平相对输入没有高频抖动。因此，本发明去掉和电路输入正负端连接的电感单元而直接连接，使得C1和Cn均没有高频抖动，从而消除共模干扰问题。

在控制方式上，当SW1、SW2、......和SWn的驱动一致(占空比和相位一样)没有交错时，电感上的电压只有两种状态：开关管SW1、SW2、......和SWn同时导通时，电感电压为输入电压Vin/M；开关管SW1、SW2、......和SWn同时关断时，设C1上的电压为VC1、C2上的电压VC2、......，V总＝VC1+VC2+......+VCn，则电感电压为(V总-Vin)/M；而对开关管SW1、SW2、......和SWn进行交错控制时，除上述两种状态外，还存在最多N-2种状态，即SW1、SW2、......和SWn中只有一个开关管导通其他关断，SW1、SW2、......和SWn中有2个开关管导通其他关断，......，以此类推，此时电感电压最多有N种电平，这样将减小输入电流纹波及Boost电感上的电流纹波，并且频率为非交错控制时的N倍从而有利于减小输入滤波器实现难度。

本发明电路，需要VC1、VC2、......和VCn电压基本一致，如果偏压太大会影响可靠性；可以通过控制SW1、SW2、......和SWn的驱动占空比达到电压基本均衡；也可以通过调节其负载进行调节。

通过本发明提供的一种DC-DC变换电路，使得开关管可以全部使用普通器件，从而降低了成本，消除或减小了共模干扰问题，还可以实现交错控制，减小输入和输出电流纹波，有利于减小滤波器。同时，通过合理设计子变换电路1、2、......n及其输出连接方式，可以使输出电压及输出功率自动达到基本均衡。

实施例二

如图2所示，为本发明第二实施例的示意图，单元变换电路数N为2，电感单元选取了一个电感单元且串联在第一单元电路和第二单元电路之间，输入正端直接和第一单元电路一端连接，输入负端直接和第二单元电路一端连接，从而使得C1和C2和输入之间没有高频电压抖动，取得最佳的消除共模干扰的效果；第一、二单元电路中的子变换电路选取了常用的半桥LLC电路，并且其输出端采用并联连接方式；由半桥LLC电压增益公式

M = \frac{V o}{V i n} = \frac{\frac{1}{2 n}}{\sqrt{{(1 + k - \frac{k}{f_{x}^{2}})}^{2} + Q^{2} {(f_{x} - \frac{1}{f_{x}})}^{2}}}

可知，影响其电压增益除参数设计(谐振腔参数Lr，Cr，Lm和变压器变比n)外，主要由工作频率f和负载Ro决定。其中，n是变压器原副边匝比；fx为LLC工作频率f和谐振频率fr之比即f/fr，其中，k是励磁电感单元Lm和谐振电感单元Lr之比即Lm/Lr；Q为品质因数其计算公式如下其中，Ro为负载，Cr为谐振电容。

下面结合本实施例分析SW1和SW2的占空比对电压的影响，假定第一单元变换电路SW1的占空比为D1；第二单元变换电路SW2的占空比为D2，总输出电压为V总＝VC1+VC2。将本发明的电路分为三种状态，即1)SW1和SW2两个开关管同时导通；2)SW1和SW2两个开关管同时关断；3)SW1和SW2两个开关管一个导通，另一个关断。当两路驱动不交错且占空比D＝D1＝D2，此时有V总＝Vin/(1-D)，并且由于电容C1和C2的充电时间和电流是一样的，因此在负载一样的情况下，VC1和VC2的大小就只和电容的容量相关；经过分析，交错控制时也是一样的。因此，在第一和第二单元变换电路SW1和SW2占空比一样且负载一样的情况下，VC1和VC2的大小就只和电容的容量相关(容量一致时，VC1和VC2一样)。当硬件参数及负载有差异时，VC1和VC2将会产生差异，此时可以通过调节占空比使得VC1和VC2达到电压基本均衡。假定D1-D2＝ΔD，当ΔD＞0时，在ΔD这段时间内，SW1导通使得C1无法充电，从而使其充电时间小于C2，其电压VC1相比较VC2将下降。因此，当VC1＞VC2时，可以增加ΔD，反之当VC1＞VC2时，可以减小ΔD(ΔD＜0)，这样可以进行电压均衡控制。

负载大小对VC1和VC2也具有显著影响，假定第一单元变换电路的等效负载为R1，和电容C1并联后的等效阻抗为Z1；第二单元变换电路的等效负载为R2，和电容C2并联后的等效阻抗为Z2。由于第一、二两单元变换电路是串联特性，在占空比一样的情况下，流过Z1和Z2的电流是一样的(设为i)，则VC1＝i×Z1，VC2＝i×Z2；因此，当R1减小(即功率P1增加)则Z1相应减小，会使得VC1趋向减小；反之R1增大(P1减小)则Z1相应增大，会使得VC1趋向增加；对第二单元变换电路也是同样的趋势。利用本发明电路的这种特性，通过设计后级DCDC电路使得VC1或者VC2电压升高时，其功率增加，可以使得VC1和VC2，P1和P2自动保持在平衡位置。一种简单的方法可以达到这样的作用，即第一单元变换电路和第二单元变换电路的输出并联，这样由于P1和P2平衡，同时也可以起到电流均衡的作用。需要特别说明的是，VC1和VC2，P1和P2自动保持在平衡位置并不是指电压和功率一样，因为其平衡位置和子变换电路1及2的电压增益相关，假定子变换电路1的电压增益为M1，子变换电路2的电压增益为M2，输出电压为Vo，当第一单元变换电路和第二单元变换电路的输出并联时，则VC1＝M1×Vo，VC2＝M2×Vo；P1＝VC1×i＝M1×Vo×i，P2＝VC2×i＝M2×Vo×i，当M1＝M2或者M1和M2相差不大时，则VC1和VC2，PA和PB可以达到基本均衡。

由前述分析可知，当子变换电路(如半桥LLC电路)的M1＝M2或者M1和M2相差不大时，则VC1和VC2，P1和P2可以达到基本均衡。如果设计两组子变换电路的参数一样，即谐振参数Lr、Cr、Lm和变压器变比n一样，并且让它们工作在相同的工作频率f，则它们的电压增益M1和M2将会一样或者非常接近(其偏差仅为参数的偏差引起)，因此第一实施例的设计可以实现VC1和VC2自动均衡，第一单元电路和第二单元电路的自动均流。同时，可以对SW1和SW2及子变换电路1、2分别或同时进行交错控制，减小输入、输出纹波。

实施例三

如图3所示，为本发明第三实施例的示意图，电路取电路组数N为2，电感单元选取了一个电感单元且串联在输入正端和第一单元电路之间，第一个和第二单元电路直接串联，输入负端和第二单元电路一端直接连接。第一、二单元电路中的子变换电路同样选取了常用的半桥LLC电路，并且其输出端采用并联连接方式。这样，C2电压相对输入没有高频抖动，但C1电压相对输入有高频抖动，因此对于共模干扰问题，该实施例只是减小了共模干扰，相对第一实施例是次优的方案。同第一实施例一样，该实施例可以实现VC1和VC2自动均衡，第一单元电路和第二单元电路的自动均流；对SW1和SW2及子变换电路1、2分别或同时进行交错控制，可以减小输入、输出纹波。

实施例四

如图4所示，为本发明第四实施例的示意图，其输入连接方式和第一实施例一样，以获得最优的共模干扰消除效果；第一、二单元电路中的子变换电路同样选取了常用的半桥LLC电路，但其输出为串联方式，可以获得更高的输出电压。通过控制SW1和SW2的占空比之差ΔD控制VC1和VC2，从而实现第一、二单元电路输出电压的均衡，在输出串联方式下两路输出的电流是一样的，这样两路输出的功率就是均衡的。

实施例五

如图5所示，为本发明第五实施例的示意图，其输入输出连接方式和第一实施例完全一样，但其第一单元电路中的子变换电路选取了移相全桥电路。移相全桥电路的电压增益为

M = \frac{V o}{V i n} = (D - D_{l o s s}),

在占空比一样或相近的情况下，即使考虑占空比损失的情况，也可以获得基本一致的电压增益，因此可以实现VC1和VC2自动均衡，第一单元电路和第二单元电路的自动均流。同时，可以对SW1和SW2及子变换电路分别或同时进行交错控制，减小输入、输出纹波。

实施例六

如图6所示，为本发明第六实施例的示意图，其主电路和本发明的第二实施例相同，但还包括了浪涌保护单元，由具有电压箝位作用的器件或者电路构成，通过电压箝位从而限制电路中的电压或者分流浪涌电流，达到保护电路中的器件之目的，本实施例中浪涌保护单元为二极管D3。当电路的输入端突然涌入浪涌电压，浪涌电压高于C1和C2上电压之和时，浪涌保护单元动作，二极管D3导通，浪涌电流会直接流过浪涌保护单元二极管D3，从而保护电路中的其他半导体器件免受大的浪涌电流冲击，起到保护作用。

以上对本发明进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

1.一种DC-DC变换电路，其特征在于，包括：N个单元变换电路、M个电感单元、电路输入正端、电路输入负端、电路输出正端和电路输出负端，所述第一单元变换电路的输入正端通过电感单元或直接与所述电路输入正端连接，所述第K单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述第K+1单元变换电路的输入正端连接，K、M和N为自然数，K＜N，1≤M≤N+1，所述第N单元变换电路的输入负端通过电感单元或直接与所述电路输入负端连接，N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接；

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述第一单元变换电路的输入正端与所述电路输入正端直接连接，所述第N单元变换电路的输入负端与所述电路输入负端直接连接，所述电感单元个数为M-2。

3.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路，其特征在于，包括：当N为2时，所述第一单元变换电路的输入正端与所述电路输入正端连接，输入负端通过电感单元与所述第二单元变换电路的输入正端连接，所述第二单元变换电路的输入负端与所述电路输入负端连接，两个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接；

所述第一单元变换电路二极管的正端与所述子变换电路的输入负端连接，所述二极管的负端与所述单元变换电路的输入负端连接，所述单元变换电路的输入正端与所述子变换电路的输入正端连接，所述第二单元变换电路二极管的负端与所述子变换电路的输入正端连接，所述二极管的正端与所述单元变换电路的输入正端连接，所述单元变换电路的输入负端与所述子变换电路的输入负端连接。

4.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述N个单元变换电路的输出彼此并联或串联并与所述电路输出正端和所述电路输出负端连接，包括：

N个单元变换电路的输出正端与所述电路输出正端连接，N个单元变换电路的输出负端与所述电路输出负端连接；或者，

所述第K单元变换电路的输出负端与所述第K+1单元变换电路的输出正端连接；或者，

N个单元变换电路分为Q组，其中，每组内的单元变换电路输出端彼此并联，第一组的输出正端与所述电路输出正端连接，第P组的输出负端与第P+1组的输出正端连接，第Q组的输出负端与所述电路输出负端连接，Q和P为自然数，1≤P≤Q-1；或者，

N个单元变换电路分为为Q组，其中，每组内的第一个单元变换电路输出正端为该组的输出正端，第一个单元变换电路的输出负端与另一个单元变换电路的输出正端连接，每组内的最后一个单元变换电路的输出负端为该组的输出负端，所有组的输出正端与所述电路输出正端连接，所有组的输出负端与所述电路输出负端连接。

5.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述子变换电路为隔离DC-DC变换电路。

6.根据权利要求5所述，其特征在于，所述隔离DC-DC变换电路为LLC谐振电路或移相全桥电路。

7.根据权利要求6所述，其特征在于，所述隔离DC-DC变换电路中的电子开关通过交错方式进行控制。

8.根据权利要求7所述，其特征在于，当N为偶数时，所述隔离DC-DC变换电路中的电子开关的交错控制错相为180/N度；当N为奇数时，所述隔离DC-DC变换电路中的电子开关的交错控制错相为2＊180/N度。

9.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述子变换电路为Buck电路或Boost电路或Cuk电路。

10.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述单元变换电路中的电子开关通过交错方式进行控制。

11.根据权利要求10所述，其特征在于，所述单元变换电路中的电子开关的交错控制错相为2＊180/N度。

12.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述单元变换电路中的二极管由单个MOSFET管或多个MOSTSF管并联进行替代，并采用同步整流方式控制。

13.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，在所述电路中还包括N个浪涌保护单元，所述第一单元变换电路中的子变换电路输入负端与保护单元正端连接，保护单元负端与所述第K单元变换电路中的子变换电路输入正端连接，所述第K单元变换电路中的子变换电路输入负端与另一保护单元的正端连接，另一保护单元的负端与第N单元变换电路中的子变换电路输入正端连接。

14.根据权利要求13所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述浪涌保护单元为单个二极管或多个二极管并联，其正端为保护单元的正端，负端为保护单元的负端。

15.根据权利要求13所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述浪涌保护单元为单个电容或多个电容并联。