CN112311232B - 一种开关电容型直流/直流变换器、开关电源及控制方法 - Google Patents

一种开关电容型直流/直流变换器、开关电源及控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种开关电容型DC/DC变换器、开关电源及控制方法，包括：可控开关和n个开关电容模块；n个开关电容模块串联后形成变压支路，变压支路与可控开关串联。n为大于等于1的整数；该DC/DC变换器实现不同的电压变比时，n可以取不同的值，例如，当n＝1时，该DC/DC变换器实现的电压变比为2:1；当n＝2时，该DC/DC变换器实现的电压变比为2:1；当n＝3时，该DC/DC变换器实现的电压变比为5:1；当n＝4时，该DC/DC变换器实现的电压变比为8:1；当n＝5时，该DC/DC变换器实现的电压变比为13:1，以此类推。该变换器能实现降压或升压，内部不包括变压器，减小整个变换器的体积。

Description

一种开关电容型直流/直流变换器、开关电源及控制方法
技术领域
本申请涉及技术领域，尤其涉及一种开关电容型直流/直流DC/DC变换器、开关电源及控制方法。
背景技术
目前，开关电源被广泛应用于各类电气设备中，为电气设备提供符合要求的电能。
例如，应用场景为AI及数据中心时，业务单板的供电电压一般为48V。而业务单板内部的芯片及各类负载的供电电压需要低于48V，即业务单板的供电电压48V并不能直接给芯片及各类负载供电，一般还需要经过至少两级的降压处理，通常第一级降压是将48V降压到12V，第二级降压是将12V降压到5V、3.3V和1.8V等电压为芯片及各类负载供电。
目前，第一级降压使用的直流/直流DC/DC变换器一般采用隔离式拓扑，例如LLC谐振DC/DC变换器，参见图1，该图为一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的示意图。
全桥电路的输入端连接的直流电源DC的电压可以为48V，经过LLC谐振电路(谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm)输入到变压器的初级绕组，变压器的次级绕组连接整流电路，整流电路输出12V的直流电压为负载R供电，或者12V的输出电压经过第二级降压电路继续进行降压后给芯片或其他负载供电。其中输出端的电容C为滤波电容。
图1所示的DC/DC变换器主要缺点是包括变压器T，由于变压器T需要包括初级绕组、次级绕组和磁芯，体积较小，因此电源的体积较大，厚度也难以变薄，为了降低体积，只能通过增加开关频率来实现，但是增大开关频率会增大功能，导致电源效率降低。一般在实现时，变压器的初级绕组和次级绕组需要耦合，存在重复的耦合电流，需要占用更多的PCB面积来通流，限制电源面积的降低。
发明内容
为了解决以上的技术问题，本申请提供一种开关电容型直流/直流DC/DC变换器、开关电源及控制方法，能够实现变压，即实现降压或升压，而且内部不包括变压器，可以减小整个变换器的体积。
本申请实施例提供的开关电容型直流/直流DC/DC变换器可以应用于开关电源中，即属于开关电源内部的一个变换器。DC/DC变换器其输入为直流电压，其输出也是直流电压。本申请实施例提供的开关电容型DC/DC变换器可以作为双向DC/DC变换器，既可以从左向右实现降压，又可以从右向左实现升压。
本申请实施例不具体限定开关电源的应用场景，例如服务器、通信基站、光伏设备等各种需要开关电源的应用场景。开关电源最终可以输出负载例如芯片或控制电路等需要的电压。
本申请实施例提供一种开关电容型直流/直流DC/DC变换器，包括：可控开关和n个开关电容模块；所述n为大于等于1的整数；可控开关的第一端为所述变换器的高压端，所述n个开关电容模块串联后形成变压支路，所述变压支路的第一端连接所述可控开关的第二端，所述变压支路的第二端为所述变换器的低压端；每个所述开关电容模块包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管和电容；所述第一开关管的第一端连接第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端通过所述第三开关接地；所述电容的第一端连接所述第一节点，所述电容的第二端连接所述第二开关管的第二端；所述第一开关管和所述第三开关管的导通状态相同，所述第二开关管的导通状态与所述第一开关管的导通状态互补；相邻的两个所述开关电容模块中的所述第一开关管的导通状态不同；当所述可控开关导通时，连接所述可控开关的第二端的所述开关电容模块中的所述第二开关管导通。
优选地，为了降低电容充电时的冲击电流，保护电容，可以在每个开关电容模块内部增加电感，电感可以抑制充电电流的冲击。即每个所述开关电容模块还包括：电感；所述电感与所述电容串联后连接在所述第一节点和所述第二开关管的第二端。
优选地，为了降低电气元件的个数，减小电路面积，又可以降低电容充电时的冲击电流，当所述n为奇数时，可以仅在奇数编号的开关电容模块中设置电感，即还包括：(n+1)/2个电感；从所述高压端向所述低压端依次为所有所述开关电容模块编号，奇数编号的所述开关电容模块中的电容串联电感；所述电感与所述电容串联后连接在所述第一节点和所述第二开关管的第二端。
优选地，以上当开关电容模块中设置电感用来降低电容的冲击电流时，为了实现软开关，降低功率损耗，可以设置电感的参数使其与电容形成串联谐振，即所述电感与所述电容形成串联谐振电路，且所述串联谐振电路的谐振频率与所述开关电容模块的工作频率相等。
优选地，本实施例提供的变换器的高压端连接直流电源，所述变换器的低压端为输出端时，该变换器为降压变换器。具体的降压比例可以根据实际需要设置开关电容模块的数量来实现。
优选地，当该变换器为降压变换器时，开关电容模块的导通模式包括充电导通模式和放电导通模式；所述充电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开；所述放电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开。
优选地，本实施例提供的变换器的低压端连接直流电源，所述变换器的高压端为输出端时，该变换器为升压变换器。具体的升压比例可以根据实际需要设置开关电容模块的个数来实现。
优选地，所述开关电容模块的导通模式包括充电导通模块和放电导通模式；所述充电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开；所述放电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开。
优选地，无论该变换器为升压变换器还是降压变换器，三个相邻的所述开关电容模块中的所述电容的电压满足以下关系：
Vc(n-2)＝Vc(n-1)+Vcn；
其中，Vc(n-2)、Vc(n-1)和Vcn分别为从所述高压端至所述低压端的第n-2个所述开关电容模块中电容的电压、第n-1个所述开关电容模块中电容的电压和第n个所述开关电容模块中电容的电压。可以理解的是，以上的电压比例关系存在至少三个开关电容模块串联的场景。当开关电容模块的数量小于2时，可以将输入端电压和输出端电压作为以上的电压Vc代入以上公式，照常是成立，例如当开关电容模块仅为1个时，Vin＝Vc(1)+Vout，其中，Vin为变换器的输入端电压，Vout为变换器的输出电压。同理，当开关电容模块的数量为2时，也可以套用以上公式，仍然成立。
优选地，该变换器中开关电容模块的个数不同时，实现的降压或升压比例不同，例如，当所述n为1时，所述高压端与所述低压端的电压比例为2:1。当所述n为2时，所述高压端与所述低压端的电压比例3:1。当所述n为3时，所述高压端与所述低压端的电压比例5:1。当所述n为4时，所述高压端与所述低压端的电压比例8:1。当所述n为5时，所述高压端与所述低压端的电压比例13:1。增加开关电容模块的个数，还可以实现更高比例的升压或降压。需要说明的是，该变换器可以正向作为降压变换器，可以反向作为升压变换器。
优选地，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的占空比区间均为40％-60％。
本申请实施例还提供一种开关电源，包括以上实施例介绍的开关电容型DC/DC变换器；还包括：直流电源；开关电容型直流/直流变换器的第一端或第二端用于连接所述直流电源，将所述直流电源的电压进行变压后输出；开关电容型直流/直流变换器的第一端为所述可控开关的第一端，所述可控开关的第二端连接所述变压支路的第一端，所述变压支路的第二端为所述开关电容型直流/直流变换器的第二端。
在AI及数据中心的应用场景中，可以设计为开环电源，开环电源是指输出电压跟随输入电压的变化而变化的电源，该电源不具备输出电压独立稳压的功能。
优选地，当所述开关电容型直流/直流变换器的第一端连接所述直流电源时，所述开关电容型直流/直流变换器的为降压变换器时，还包括：稳压模块；所述开关电容型直流/直流变换器的第二端连接所述稳压模块；所述稳压模块用于将稳压后的电压提供给负载。稳压模块可以为闭环控制的DC/DC转换电路，实现闭环稳压功能，给后级负载提供一个稳定的精准直流电压。
基于以上实施例提供的开关电容型DC/DC变换器，本申请实施例还提供一种开关电容型直流/直流变换器的控制方法，应用于以上介绍的开关电容型DC/DC变换器，包括：发送第一驱动信号给所述第一开关管，发送第二驱动信号给所述第三开关管，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的时序相同；发送第三驱动信号给所述第二开关管；所述第二开关管的导通状态与所述第一开关管的导通状态互补；相邻的两个所述开关电容模块中所述第一开关管的导通状态不同；向所述可控开关输出的驱动信号与连接所述可控开关的第二端的开关电容模块中的第二开关管的所述第三驱动信号的时序相同。
与现有技术相比，本申请实施例提供的技术方案具有以下优点：
开关电容型DC/DC变换器包括可控开关和n个开关电容模块；可控开关的第一端为变换器的高压端，n个开关电容模块串联后形成变压支路，变压支路的第一端连接可控开关的第二端，变压支路的第二端为变换器的低压端。通过控制各个开关电容模块中的各个开关管的导通状态，实现电容的充放电，同时给输出端提供输出电压。该变换器内部不包括变压器，仅包括开关和电容，便可以实现变压功能，即将输入电压进行电压变换后输出，既可以作为升压变换器，又可以作为降压变换器，也可以作为功能单一的变换器。其中开关电容模块的数量不同，则输入电压与输出电压的比例不同，可以根据实际需要调整开关电容模块的数量来达到需求的电压变比。由于不包括体积较大的变压器，因此，可以减小整个变换器的体积，容易使变换器做的更薄，进而有利于减小开关电源的整体体积。
附图说明
图1为本申请实施例提供的；
图2为本申请实施例提供的一种开关电源的示意图；
图3A为本申请实施例提供的单个开关电容模块的结构图；
图3B为本申请实施例提供的三个开关管的驱动信号的时序图；
图4为本申请实施例提供的包括一个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图；
图5为本申请实施例提供的与图4对应的放电路径示意图；
图6为本申请实施例提供的包括两个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图；
图7为本申请实施例提供的与图6对应的放电路径示意图；
图8为本申请实施例提供的包括三个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图；
图9为本申请实施例提供的与图8对应的放电路径示意图；
图10为本申请实施例提供的包括四个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图；
图11为本申请实施例提供的与图10对应的放电路径示意图；
图12为本申请实施例提供的包括五个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图；
图13为本申请实施例提供的与图12对应的放电路径示意图；
图14为本申请实施例提供的另一种开关电容型DC/DC变换器的示意图；
图15为本申请实施例提供的又一种开关电容型DC/DC变换器的示意图；
图16为本申请实施例提供的一种开关电容型DC/DC变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先介绍本申请提供的技术方案的应用场景。
本申请实施例提供的开关电容型直流/直流DC/DC变换器可以应用于开关电源中，即属于开关电源内部的一个变换器。DC/DC变换器顾名思义，其输入为直流电压，其输出也是直流电压。本申请实施例提供的开关电容型DC/DC变换器可以作为双向DC/DC变换器，既可以从左向右实现降压，又可以从右向左实现升压。
本申请实施例不具体限定开关电源的应用场景，例如服务器、通信基站、光伏设备等各种需要开关电源的应用场景。开关电源最终可以输出芯片或控制电路等负载需要的电压。
下面以开关电容型DC/DC变换器为降压变换器为例进行介绍。
参见图2，该图为本申请实施例提供的一种开关电源的示意图。
本申请实施例提供的开关电源，可以应用于为AI或数字中心，也可以应用于通信电源，对于开关电源的具体应用场景不做限制。
该开关电源包括降压变换器100和稳压模块200；
其中，降压变换器100为开关电容型直流/直流变换器，后续实施例将详细介绍开关电容型DC/DC变换器的具体实现方式。
降压变换器100即开关电容型DC/DC变换器的输出端连接稳压模块200的输入端；
所述稳压模块200的输出端连接负载，用于给负载供电。
例如，降压变换器100的输入电压为48V，降压变换器100的输出电压为12V，稳压模块200用于将12V的输入电压继续进行降压，降压为5V、3.3V和1.8V等电压为芯片及各类负载供电。
由于降压变换器100用于将输入的48V降压到12V，得到的12V电压并不会直接给芯片供电，而是还会经过稳压模块200进一步进行降压，即稳压模块200需要输出精确的电压满足负载的供电要求。
因此，对于降压变换器100来说，其输出的12V电压可以进行开环控制，允许在一定的电压范围内，只要满足稳压模块200的输入电压范围即可。因此，对于48V降压为12V的一级降压变换器，在AI及数据中心的应用场景中，可以设计为开环电源，开环电源是指输出电压跟随输入电压的变化而变化的电源，该电源不具备输出电压独立稳压的功能。例如，降压变换器100的输入电压Vin与输出电压的比例可以为4:1或5:1即可。同时，由于输出电压与输入电压之间没有绝缘耐压要求，因此也不需要强制使用隔离拓扑，因此，本申请实施例提供的开关电源中的降压变换器，可以利用开关电容型DC/DC变换器来实现，不需要通过变压器进行隔离，因此，可以降低变换器的体积，使其做的更薄更小，进而降低开关电源的体积，使其满足小型化的要求。
变换器实施例一：
本实施例提供的开关电容型DC/DC变换器，包括：可控开关和n个开关电容模块；n为大于等于1的整数；该DC/DC变换器实现不同的电压变比时，n可以取不同的值，例如，当n＝1时，该DC/DC变换器实现的电压变比为2:1；当n＝2时，该DC/DC变换器实现的电压变比为2:1；当n＝3时，该DC/DC变换器实现的电压变比为5:1；当n＝4时，该DC/DC变换器实现的电压变比为8:1；当n＝5时，该DC/DC变换器实现的电压变比为13:1，以此类推。
n个开关电容模块串联后形成变压支路，变压支路与可控开关串联。每个开关电容模块的结构相同，如图3A所示，该图为本申请实施例提供的一种开关电容模块的示意图。
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面结合附图3A、图3B和图4为例进行介绍。
参见图4，该图为本申请实施例提供的包括一个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图。
本实施例提供的开关电容型DC/DC变换器，包括：可控开关S和n个开关电容模块；所述n为大于等于1的整数；
图4所示的变换器中n＝1。
可控开关S的第一端为变换器的高压端，n个开关电容模块串联后形成变压支路，变压支路的第一端连接可控开关S的第二端，变压支路的第二端为变换器的低压端；无论变换器作为升压变换器还是降压变换器，均存在高压端和低压端。当该变换器作为降压变换器时，高压端连接直流电源，低压端作为输出端。当该变换器作为升压变换器时，低压端连接直流电源，高压端作为输出端。
当可控开关S闭合时，与可控开关串联的开关电容模块中的第二开关管Q2导通。即可控开关S与相邻的开关电容模块中的Q2的开关状态相同，即对应的驱动信号的时序相同。
由于图4中只有一个开关电容模块，因此，变压支路仅包括一个开关电容模块。
如图3A所示，每个开关电容模块包括：第一开关管Q1A、第二开关管Q2、第三开关管Q1B和电容C；
每个开关电容模块包括第一端和第二端，第一端为第一节点E，第二端为第二节点F；当变压支路仅包括一个开关电容模块时，E为变压支路的第一端，F为变压支路的第二端。
第一开关管Q1A的第一端连接第一节点E，第一开关管Q1A的第二端连接第二节点F，第二开关管Q2的第一端连接第二节点F，第二开关管Q2的第二端通过第三开关Q1B接地；电容C的第一端连接第一节点E，电容C的第二端连接第二开关管Q2的第二端；
参见图3B所示，该图为本申请实施例提供的单个开关电容模块中的开关管的驱动信号时序图。
从图3B可以看出，Q1A的驱动信号的时序与Q1B的驱动信号的时序相同，Q2的驱动信号与Q1A的驱动信号的时序互补，并且图3B中是以三个开关管的驱动信号的占空比均为50％为例进行的示意图。
图3B中仅是从理论上进行的示意，实际中可以与图3B有差别，例如，实际实现时，第一开关管Q1A和第二开关管Q2之间存在一定的死区时间，即Q1A和Q2存在均不导通的时间段。
一种具体的实现方式，Q1A的驱动信号和Q2的驱动信号可以互补。
第一开关管Q1A和第三开关管Q1B的导通状态相同，即当第一开关管Q1A导通时，第三开关管Q1B也导通，当第一开关管Q1A断开时，第三开关管Q1B也断开，第一开关管Q1A和第三开关管Q1B的驱动信号的相位可以同步，即Q1的驱动信号和Q1B的驱动信号的时序可以相同。
第二开关管Q2的导通状态与第一开关管Q1A的导通状态互补，即第一开关管Q1A导通时，第二开关管Q2不导通；第二开关管Q2导通时，第一开关管Q1A不导通。即Q1A和Q2不同时导通。
另一种实现方式中，第一开关管Q1A、第二开关管Q2和第三开关管Q1B的驱动信号的占空比均为50％；例如，在一个开关周期，第一开关管Q1A和第三开关管Q1B导通半个周期，在Q1A导通期间，Q2关断；在另半个周期，第二开关管Q2导通半个周期，Q1A和Q1B关断半个周期，即每个开关管的占空比为50％。实际产品实现时，由于Q1A和Q2之间存在死区时间，因此，占空比可能小于50％，因此，本申请实施例中不具体限定占空比的大小，例如第一开关管、第二开关管和第三开关管的占空比的取值区间或取值范围可以设置为40％-60％。需要说明的是，由于第一开关管的导通状态与第三开关管的导通状态相同，因此，两者对应的驱动信号的占空比和时序均相同。又由于第一开关管的导通状态与第二开关管的导通状态互补，因此，第一开关管和第二开关管的驱动信号的占空比和时序均互补。例如，第一开关管的占空比为40％，不考虑死区时间时，则第二开关管的占空比为60％，两者的占空比相等为1。
相邻的两个开关电容模块中的导通模式不同；导通模式不同是指相同位置的开关管的导通状态不同，例如包括两个相邻的开关电容模块，如果第一开关电容模块中的第一开关管为导通状态，则第二开关电容模块中的第一开关管需要控制为断开状态，其他开关管的导通状态以此类推。
为了更好地理解，下面结合图6和图7说明当变换器中n＝2时的工作原理。
参见图6和图7，该图为本申请实施例提供的包括两个开关电容模块的DC/DC变换器的示意图。
从图6中可以看出，该变换器包括第一开关电容模块M1和第二开关电容模块M2，其中M1和M2中的相同位置的开关管的导通状态不同，例如，M1中的Q2导通时，M2中的Q2断开。由于在每个开关电容模块中，Q2的导通状态与Q1A互补，因此，当M1中的Q2导通时，M1中的Q1A和Q1B为关断状态，即断开。M2中的Q2关断时，M2中的Q1A和Q1B为导通状态。即M1和M2两个相邻的开关电容模块中的第一开关管Q1A的导通状态不同，因为第一开关管Q1A与Q1B的导通状态相同，Q1A与Q2的导通状态互补，因此，限定了Q1A的导通状态，相当于同时也限定了Q1B和Q2的开关状态。
三个相邻的所述开关电容模块中对应的所述电容的电压满足以下关系：
Vc(n-2)＝Vc(n-1)+Vcn；
其中，Vc(n-2)、Vc(n-1)和Vcn分别为从所述高压端至所述低压端的第n-2个所述开关电容模块中电容的电压、第n-1个所述开关电容模块中电容的电压和第n个所述开关电容模块中电容的电压。
当开关电容模块的数量小于2时，可以将输入端电压和输出端电压作为以上的电压Vc代入以上公式，照常是成立，例如当开关电容模块仅为1个时，Vin＝Vc(1)+Vout，其中，Vin为变换器的输入端电压，Vout为变换器的输出电压。同理，当开关电容模块的数量为2时，也可以套用以上公式，仍然成立。
需要说明的是，当变换器仅包括一个开关电容模块时，以上公式也成立，例如Vc(n-1)为变换器包括的一个开关电容模块中电容的电压，则Vc(n-2)为高压端的电压，Vcn为低压端的电压。
为了更直观地理解，下面结合图4和图5进行说明。
以降压变换器为例，Q0的第一端连接直流电源，即高压端连接直流电源Vin。
例如，如图4所示，半个周期内，当Q0闭合时，Q2闭合，此时Vin经过Q0为电容C1充电，电流路径为S-C1-Q2-Vo。此时，Vin＝Vc1+Vo。
如图5所示，另半个周期内，Q0断开，Q1A和Q1B闭合，Q2断开，C1通过Q1A给输出端放电，此时电容C1上的电压Vc1＝Vo。
以上仅是介绍了一个开关周期内，各个开关管的工作状态，每个开关周期参照以上控制即可。
由于Vc1＝Vo，因此Vin＝Vc1+Vo＝2Vo，即Vin＝2Vo，Vin/Vo＝2:1。
本申请各个实施例中不具体限定各个开关管的具体实现方式，可以为MOS管，也可以为IGBT或BJT等。
经过以上推导过程可知，高压端和低压端实现2:1的降压。可以理解的是，当低压端连接直流电源，高压端为输出端时，即实现了2倍的升压。
下面结合图6和图7说明当n＝2时，实现3:1降压的工作原理。
为了方便理解，图中表明了各个电容对应的电压标号。
当n＝2时，第一开关电容模块M1和第二开关电容模块M2串联形成变压支路。
如图6所示，半个周期内，当Q0闭合时，M1中的Q2闭合，M1中的Q1A和Q1B均断开，M2中的Q2断开，Q1A和Q1B均闭合。此时Vin经过Q0为电容C1充电，电流路径为Q0-M1中C1-M1中Q2-M2中Q1A-Vo。此时，Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vo。
如图7所示，另半个周期内，Q0断开，M1中的Q2断开，M1中的Q1A和Q1B均导通，M2中的Q2导通，M2中的Q1A和Q1B均断开，此时M1中的C1上的电压Vc1＝Vc2+Vo。
由于Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vo，Vc1＝Vc2，因此Vin＝3Vo，即Vin/Vo＝3:1。
以上仅是介绍了n＝2对应的一个开关周期内，各个开关管的工作状态，每个开关周期参照以上控制即可。
下面结合图8和图9说明当n＝3时，实现5:1降压的工作原理。
为了方便理解，图中表明了各个电容对应的电压标号。
当n＝3时，第一开关电容模块M1、第二开关电容模块M2和第三开关电容模块M3串联形成变压支路。
如图8所示，半个周期内，当Q0闭合时，M1中的Q2闭合，M1中的Q1A和Q1B均断开，M2中的Q2断开，Q1A和Q1B均闭合，M3中Q2闭合，M3中的Q1A和Q1B均断开。此时电流路径为Q0-M1中C1-M1中Q2-M2中Q1A-M3中C3-M3中Q2-Vo。此时，Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vo。
如图9所示，另半个周期内，Q0断开，M1中的Q2断开，M1中的Q1A和Q1B均导通，M2中的Q2导通，M2中的Q1A和Q1B均断开，M3中的Q1A和Q1B闭合，M3中的Q2断开，M1中的C1进行放电，M3中的C3进行放电，C1通过M1中的Q1A给M2中的电容C2充电，同时给输出端供电，此时M1中的C1上的电压Vc1＝Vc2+Vc3,Vc3＝Vo。
由于Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vo，Vc1＝Vc2+Vc3,Vc3＝Vo。因此Vin＝5Vo，Vin/Vo＝5:1。
以上仅是介绍了n＝3对应的一个开关周期内，各个开关管的工作状态，每个开关周期参照以上控制即可。
下面结合图10和图11说明当n＝4时，实现8:1降压的工作原理。
为了方便理解，图中表明了各个电容对应的电压标号。
当n＝4时，第一开关电容模块M1、第二开关电容模块M2、第三开关电容模块M3串联和第四开关电容模块M4形成变压支路。
如图10所示，半个周期内，当Q0闭合时，M1中的Q2闭合，M1中的Q1A和Q1B均断开，M2中的Q2断开，Q1A和Q1B均闭合，M3中Q2闭合，M3中的Q1A和Q1B均断开，M4中Q1A和Q1B闭合，M4中的Q2断开。此时电流路径为Q0-M1中C1-M1中Q2-M2中Q1A-M3中C3-M3中Q2-M4中Q1A-Vo。此时，Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vc4，Vc4＝Vo。
如图11所示，另半个周期内，Q0断开，M1中的Q2断开，M1中的Q1A和Q1B均导通，M2中的Q2导通，M2中的Q1A和Q1B均断开，M3中的Q1A和Q1B闭合，M3中的Q2断开，M4中的Q2闭合，M4中的Q1A和Q1B均断开。M1中的C1进行放电，M3中的C3进行放电，C1通过M1中的Q1A给M2中的电容C2充电，同时给输出端供电，此时M1中的C1上的电压Vc1＝Vc2+Vc3，Vc3＝Vc4+Vo。
由于Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vc4，Vc4＝Vo，Vc1＝Vc2+Vc3，Vc3＝Vc4+Vo。因此Vin＝8Vo，即Vin/Vo＝8:1。
以上仅是介绍了n＝4对应的一个开关周期内，各个开关管的工作状态，每个开关周期参照以上控制即可。
下面结合图12和图13说明当n＝5时，实现13:1降压的工作原理。
为了方便理解，图中表明了各个电容对应的电压标号。
当n＝5时，第一开关电容模块M1、第二开关电容模块M2、第三开关电容模块M3串联、第四开关电容模块M4和第五开关电容模块M5形成变压支路。
如图12所示，半个周期内，当Q0闭合时，M1中的Q2闭合，M1中的Q1A和Q1B均断开，M2中的Q2断开，Q1A和Q1B均闭合，M3中Q2闭合，M3中的Q1A和Q1B均断开，M4中Q1A和Q1B闭合，M4中的Q2断开，M5中Q2闭合，M5中的Q1A和Q1B均断开。此时电流路径为Q0-M1中C1-M1中Q2-M2中Q1A-M3中C3-M3中Q2-M4中Q1A-M5中的Q2-Vo。此时，Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vc4，Vc4＝Vc3+Vo。
如图13所示，另半个周期内，Q0断开，M1中的Q2断开，M1中的Q1A和Q1B均导通，M2中的Q2导通，M2中的Q1A和Q1B均断开，M3中的Q1A和Q1B闭合，M3中的Q2断开，M4中的Q2闭合，M4中的Q1A和Q1B均断开，M5中的Q1A和Q1B均断开，M5中的Q2闭合。M1中的C1进行放电，M3中的C3进行放电，C1通过M1中的Q1A给M2中的电容C2充电，同时给输出端供电，此时M1中的C1上的电压Vc1＝Vc2+Vc3，Vc3＝Vc4+Vc5，Vc5＝Vo。
由于Vin＝Vc1+Vc2，Vc2＝Vc3+Vc4，Vc4＝Vc3+Vo，Vc1＝Vc2+Vc3，Vc3＝Vc4+Vc5，Vc5＝Vo。因此Vin＝13Vo，即Vin/Vo＝13:1。
以上仅是介绍了n＝5对应的一个开关周期内，各个开关管的工作状态，每个开关周期参照以上控制即可。
综上所述，以上分别结合附图介绍了n＝1、2、3、4和5时的工作原理，另外，n还可以取值大于5的其他整数，变换器的工作原理与以上的各种情况均类似，在此不再一一赘述，实际使用时，本领域技术人员可以根据变压的具体比例来选择n的取值，即选择开关电容模块的数量，当串联的开关电容模块的数量越多时，则对应的变比越大，例如降压时，降压的比例越大；升压时，升压的倍数越大。
以上介绍的是变换器作为降压变换器时的工作原理，降压变换器时，开关电容模块的导通模式包括充电导通模式和放电导通模式；所述充电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开；所述放电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开。
当变换器为升压变换器时开关电容模块的导通模式与降压变换器的开关电容模块的导通模式有所区别。即，当变换器为升压变换器时，所述开关电容模块的导通模式包括充电导通模块和放电导通模式；所述充电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开；所述放电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开。
以图13为例，当作为升压变换器时，M5中的Q2的第一端连接直流电源，即右侧为电源端，左侧为输出端。当M5中的Q1A和Q1B均闭合，Q2断开时，右侧连接的直流电源为M5中的电容C5进行充电。
本申请实施例提供的开关电容型DC/DC变换器，内部不包括变压器，仅包括开关和电容，便可以实现变压功能，即将输入电压进行电压变换后输出，既可以作为升压变换器，又可以作为降压变换器，也可以作为功能单一的变换器。其中开关电容模块的数量不同，则输入电压与输出电压的比例不同，可以根据实际需要调整开关电容模块的数量来达到需求的电压变比。由于不包括变压器，因此，可以减小变换器的体积，容易使变换器做的更薄，进而有利于减小开关电源的体积。
变换器实施例二：
为了抑制或降低每个开关电容模块中电容在充电时承受的冲击电流，可以在每个开关电容模块中添加电感，具体可以添加在与电容串联的位置。
参见图14，该图为本申请实施例提供的另一种开关电容型DC/DC变换器的示意图。
本实施例提供了另一种开关电容型DC/DC变换器。图14中以n＝4为例进行介绍，该方案适用于n为任何整数。
本实施例提供的开关电容型DC/DC变换器，其中每个开关电容模块还包括电感；
电感与电容串联后连接在所述第一节点和所述第二开关管的第二端。由于电感具有抑制电流突变的能力，如图14所示，以M1为例进行说明，电容C1和电感L1串联，L1可以抑制电容C1在充电时承受的冲击电流，保护C1不被冲击电流损坏。
另外，为了尽量降低每个开关电容模块中各个开关管的开关损耗，尽量使每个开关电容模块中的各个开关管工作在软开关状态，从而提高变换器的电源转换效率，具体技术方案是，使每个开关电容模块中的L1和C1形成串联谐振电路，并且所有开关电容模块中的L1的电感值相等，C1的电容值相等。当L1和C1的串联谐振与每个开关电容模块的工作频率相等时，则可以使所有开关电容模块中的各个开关管实现软开关，降低所有开关电容模块中各个开关管的开关损耗。
其中，开关电容模块的工作频率是指其中开关管的驱动信号的频率。从图3B中可以看出，Q1A、Q2和Q1B对应的驱动信号的周期均相同，其频率也相同，即一个开关电容模块的工作频率就是指图3B中驱动信号对应的频率。
变换器实施例三：
图14中是以每个开关电容模块均包括一个电感为例进行的介绍，为了降低变换器的整体体积，降低成本，也可以在部分开关电容模块中设置电感，而不必在每个开关电容模块均设置电感。
参见图15，该图为本申请实施例提供的又一种开关电容型DC/DC变换器的示意图。
本实施例提供的变换器，电感的设置方式仅适用于n为奇数。所述电感与所述电容串联后连接在所述第一节点和所述第二开关管的第二端；
当所述n为奇数时，从连接所述可控开关的第一端开始，即从高压侧向低压侧依次给开关电容模块进行编号，变压支路中编号为奇数的开关电容模块中的电容串联电感，例如在1、3、5、7、9等编号的开关电容模块中设置电感。
由于变换器无论是升压变压器还是降压变换器，最左侧和最右侧中有一个为输入端，另一个为输出端。例如，当变换器为降压变换器时，最左侧为输入端，最右侧为输出端，作为输入端和输出端的开关电容模块中是需要设置电感的。因此，如果需要降低电感的数量，又可以实现降低电容所受的冲击电流时，可以在n为奇数时，仅在奇数的开关电容模块中设置电感，因为，相邻的两个开关电容模块中同时只有一个在充电，另一个在放电。
图15以n＝5为例进行介绍，从图15中可以看出，M1、M3和M5中均包括一个电感与电容串联，即编号为奇数的1、3和5中设置电感。
以M5为例，电容C1与电感L1串联。由于电感具有抑制电流突变的能力，电容C1和电感L1串联，L1可以抑制电容C1在充电时承受的冲击电流，保护C1不被冲击电流损坏。
所述电感与所述电容形成串联谐振电路。
另外，为了尽量降低每个开关电容模块中各个开关管的开关损耗，尽量使每个开关电容模块中的各个开关管工作在软开关状态，从而提高变换器的电源转换效率，具体技术方案是，使每个开关电容模块中的L1和C1形成串联谐振电路，并且所有奇数开关电容模块中C1的电容值相等，所有偶数开关电容模块中的电容值相等，用C2表示。当L1和C1的串联谐振与每个开关电容模块的工作频率相等时，则可以使所有开关电容模块中的各个开关管实现软开关，降低所有开关电容模块中各个开关管的开关损耗。
其中，开关电容模块的工作频率是指其中开关管的驱动信号的频率。从图3B中可以看出，Q1A、Q2和Q1B对应的驱动信号的周期均相同，其频率也相同，即一个开关电容模块的工作频率就是指图3B中驱动信号对应的频率。
需要说明的是，本申请以上两个实施例中的电感L1仅是用来作为谐振元件，并不是作为变换器的储能元件，即区别于变压器中的绕组，因此，可以把变换器的体积做的较小，厚度做得更薄。
另外，本申请实施例中的各个开关管在图中均示意了与开关管反并联的二极管，该二极管可以没有，即开关管可以不包括该反并联的二极管。如果开关管自带反并联二极管，二极管可以保留，本申请实施例不做限定。
开关电源实施例
基于以上实施例提供的一种开关电容型DC/DC变换器，本申请实施例提供一种开关电源。
本实施例提供的开关电源，可以继续见图2，包括以上任意一个实施例介绍的开关电容型直流/直流变换器；还包括直流电源；
直流电源可以是前一级变换器的输出，例如整流器或其他DC/DC变换器等。
开关电容型直流/直流变换器的第一端或第二端用于连接所述直流电源，将所述直流电源的电压进行变压后输出；
所述开关电容型直流/直流变换器的第一端为所述可控开关的第一端，所述可控开关的第二端连接所述变压支路的第一端，所述变压支路的第二端为所述开关电容型直流/直流变换器的第二端。
本实施例提供的开关电容型DC/DC变换器为一个开环的变换器。为了使输出更稳定的电压，可以再包括一级稳压模块。
当所述开关电容型直流/直流变换器的第一端连接所述直流电源时，所述开关电容型直流/直流变换器的为降压变换器时，还包括：稳压模块；
所述开关电容型直流/直流变换器的第二端连接所述稳压模块；
所述稳压模块用于将稳压后的电压提供给负载。
稳压模块可以为降压模块，而且稳压模块可以为闭环控制模块，因此通过闭环控制可以实现很好地稳压功能，提供稳定的输出电压，提供给对电压要求较高的负载。
由于本申请实施例提供的开关电源，包括以上实施例介绍的开关电容型DC/DC变换器，内部不包括变压器，仅包括开关和电容，便可以实现变压功能，即将输入电压进行电压变换后输出，既可以作为升压变换器，又可以作为降压变换器，也可以作为功能单一的变换器。其中开关电容模块的数量不同，则输入电压与输出电压的比例不同，可以根据实际需要调整开关电容模块的数量来达到需求的电压变比。由于不包括变压器，因此，可以减小变换器的体积，容易使变换器做的更薄，进而有利于减小开关电源的体积。
方法实施例
基于以上实施例提供的一种开关电容型DC/DC变换器和开关电源，本申请实施例还提供一种开关电容型直流/直流变换器的控制方法，下面结合附图进行详细介绍。
参见图16，该图为本申请实施例提供的一种开关电容型DC/DC变换器的方法流程图。
本实施例提供的开关电容型DC/DC变换器的控制方法，应用于以上任意一个变换器实施例介绍的变换器，该方法包括以下步骤：
S1601：发送第一驱动信号给所述第一开关管；
S1602：发送第二驱动信号给所述第三开关管，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的时序相同；
S1603：发送第三驱动信号给所述第二开关管；所述第二开关管的导通状态与所述第一开关管的导通状态互补；
需要说明的是，S1601-S1603之间没有先后顺序，一般同时输出给各个开关管驱动信号，使其同时执行对应的开关动作。
相邻的两个所述开关电容模块中所述第一开关管的导通状态不同；
向所述可控开关输出的驱动信号与连接所述可控开关的第二端的开关电容模块中的第二开关管的所述第三驱动信号的时序相同。
由于第一开关管和第三开关管的开关状态一致，因此第一开关管和第三开关管可以共用同一个驱动信号，即第一驱动信号和第二驱动信号可以合二为一。
由于该控制方法应用于本申请以上实施例介绍的开关电容型DC/DC变换器，变换器内部不包括变压器，仅包括开关和电容，便可以实现变压功能，即将输入电压进行电压变换后输出，既可以作为升压变换器，又可以作为降压变换器，也可以作为功能单一的变换器。其中开关电容模块的数量不同，则输入电压与输出电压的比例不同，可以根据实际需要调整开关电容模块的数量来达到需求的电压变比。由于不包括变压器，因此，可以减小变换器的体积，容易使变换器做的更薄，进而有利于减小开关电源的体积。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。

Claims (12)

1.一种开关电容型直流/直流变换器，其特征在于，包括：可控开关和n个开关电容模块；所述n为大于1的奇数；
所述可控开关的第一端为所述变换器的高压端，所述n个开关电容模块串联后形成变压支路，所述变压支路的第一端连接所述可控开关的第二端，所述变压支路的第二端为所述变换器的低压端；
每个所述开关电容模块包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管和电容；
所述第一开关管的第一端连接第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端通过所述第三开关管接地；所述电容的第一端连接所述第一节点，所述电容的第二端连接所述第二开关管的第二端；
所述第一开关管和所述第三开关管的导通状态相同，所述第二开关管的导通状态与所述第一开关管的导通状态互补；
相邻的两个所述开关电容模块中的所述第一开关管的导通状态不同；
当所述可控开关导通时，连接所述可控开关的第二端的所述开关电容模块中的所述第二开关管导通；
还包括：(n+1)/2个电感；
从所述高压端向所述低压端依次为所有所述开关电容模块编号，奇数编号的所述开关电容模块中的电容串联电感；
所述电感与所述电容串联后连接在所述第一节点和所述第二开关管的第二端之间；
所述电感与所述电容形成串联谐振电路，且所述串联谐振电路的谐振频率与所述开关电容模块的工作频率相等。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器的高压端连接直流电源，所述变换器的低压端为输出端时，所述变换器为降压变换器。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述开关电容模块的导通模式包括充电导通模式和放电导通模式；
所述充电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开；
所述放电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器的低压端连接直流电源，所述变换器的高压端为输出端时，所述变换器为升压变换器。
5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述开关电容模块的导通模式包括充电导通模式和放电导通模式；
所述充电导通模式为所述第一开关管和所述第三开关管均导通，所述第二开关管断开；
所述放电导通模式为所述第二开关管导通，所述第一开关管和所述第三开关管均断开。
6.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，三个相邻的所述开关电容模块中的所述电容的电压满足以下关系：
Vc(n-2)＝Vc(n-1)+Vcn；
其中，Vc(n-2)、Vc(n-1)和Vcn分别为从所述高压端至所述低压端的第n-2个所述开关电容模块中电容的电压、第n-1个所述开关电容模块中电容的电压和第n个所述开关电容模块中电容的电压。
7.根据权利要求3或5所述的变换器，其特征在于，当所述n为3时，所述高压端与所述低压端的电压比例5:1。
8.根据权利要求3或5所述的变换器，其特征在于，当所述n为5时，所述高压端与所述低压端的电压比例13:1。
9.根据权利要求1-6任一项所述的变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的占空比区间均为40％-60％。
10.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-9任一项所述的开关电容型直流/直流变换器；还包括：直流电源；
所述开关电容型直流/直流变换器的第一端或第二端用于连接所述直流电源，将所述直流电源的电压进行变压后输出；
所述开关电容型直流/直流变换器的第一端为所述可控开关的第一端，所述可控开关的第二端连接所述变压支路的第一端，所述变压支路的第二端为所述开关电容型直流/直流变换器的第二端。
11.根据权利要求10所述的开关电源，其特征在于，当所述开关电容型直流/直流变换器的第一端连接所述直流电源，所述开关电容型直流/直流变换器为降压变换器时，还包括：稳压模块；
所述开关电容型直流/直流变换器的第二端连接所述稳压模块；
所述稳压模块用于将稳压后的电压提供给负载。
12.一种开关电容型直流/直流变换器的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1-9任一项所述的变换器，包括：
发送第一驱动信号给所述第一开关管，发送第二驱动信号给所述第三开关管，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的时序相同；
发送第三驱动信号给所述第二开关管；所述第二开关管的导通状态与所述第一开关管的导通状态互补；
相邻的两个所述开关电容模块中所述第一开关管的导通状态不同；
向所述可控开关输出的驱动信号与连接所述可控开关的第二端的开关电容模块中的第二开关管的所述第三驱动信号的时序相同。
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