CN105900310A - 电力转换装置和三相交流电源装置 - Google Patents

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竹下幸
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Abstract

提供了一种将电力在直流单元(2，2，2)和三相交流(3)之间转换的电力转换装置(100)。第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置(1，1，1)中的每一个均包括DC/DC转换电路(10)和单相位电力转换电路(11)。控制单元(12)设置第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置(1，1，1)中的每一个，使得：当交流的电压目标值的绝对值大于DC单元中的每一个的直流电压时，DC/DC转换电路(10)进行操作以实现电压目标值的绝对值，并且单相位电力转换电路(11)被设置为仅执行必要的极性反转的状态，以及当电压目标值的绝对值小于直流电压时，停止DC/DC转换电路(10)的操作，并且单相位电力转换电路(10)进行操作以实现电压目标值。

Description

电力转换装置和三相交流电源装置
技术领域
本发明涉及用DC电力产生AC电力并且执行与三相AC***的***互连的三相AC电源装置，并且涉及用于三相AC电源装置的电力转换装置。本发明还涉及针对相反方向(从三相AC***至DC)的电力转换装置。
背景技术
例如，可借助作为电力转换装置的电力调节器将光伏面板作为DC电流产生的电力与商购AC***进行***互连。可不仅针对单相AC***而且针对三相AC***执行***互连(例如，参见专利文献1(图2))。
图24是在从DC电源到三相AC***进行***互连的情况下使用的电力转换装置的电路图的示例。在图24中，电力转换装置200基于从作为DC电源的光伏面板201接收的DC电力来生成AC电力，并且将电力供应到三相AC***220。电力转换装置200包括电容器202、升压电路203、用于平滑DC总线204的电压的平滑电路205、三相逆变器电路207、和三对AC电抗器208至210和电容器211至213。通过出于得到耐压属性的目的将两个电容器206串联连接并且出于得到电容的目的而将六组这两个电容器206并联连接，形成平滑电路205。例如，整体的平滑电路的电容是数毫法。
在这个示例中，为三个***设置光伏面板201、电容器202和升压电路203，并且这些***与DC总线204并联连接。例如，如果来自一个光伏面板201的输入电压是DC 200V并且其电流是30A，则可产生每***6kW的功率和总共18kW的功率。三相AC***220的线间电压是400V。
对于光伏面板201的输出，升压电路203执行最大功率点跟踪(MPPT)控制，以得到最佳操作点。通过具有大电容的平滑电路205来平滑升压电路203的输出，以变成DC总线204的电压。这个电压经受三相逆变器电路207进行的切换，从而产生包括高频分量的三相AC电压。通过AC电抗器208至210和电容器211至213来去除高频分量，由此得到允许与三相AC***220***互连的波形。
这里，需要DC总线204的电压等于或高于AC 400V的波峰值，该波峰值是400×√2，即大约566V，但考虑到一定余量，被设置成600V。在DC总线204的电压是600V的情况下，当三相逆变器电路207中的切换元件截止时，由于因切换元件的浮地电感和电容造成的谐振，导致大大超过600V的电压被施加到切换元件。因此，为了可靠地防止切换元件的绝缘击穿，例如，需要是DC总线的电压的两倍高的1200V的耐压性质。另外，对于平滑电路205，也需要1200V的耐压性质，并且在图18的构造中，对于各电容器，需要600V的耐压性质。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本特许专利公开No.2012-137830
发明内容
[技术问题]
在如上所述的传统电力转换装置中，需要进一步提高转换效率。为了提高转换效率，有效的是减少切换损耗。一般来讲，DC总线的电压越高，切换损耗等也越大。因此，如何减小DC总线的电压是问题。另外，期望还通过除了电压减小外的手段来减少切换损耗和其他功率损耗。
依据以上问题，本发明的主要目的是减少由于DC和三相AC之间提供的电力转换装置的转换而导致的功率损耗。
[问题的解决方案]
本发明是一种将电力在DC单元和三相AC之间转换的电力转换装置，所述电力转换装置包括：第一相位转换装置，其被构造成借助第一电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第一相位之间转换；第二相位转换装置，其被构造成借助第二电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第二相位之间转换；第三相位转换装置，其被构造成借助第三电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第三相位之间转换；以及控制单元，其被构造成控制所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置。所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置每一个都包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路。对于所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置中的每一个，当AC的电压目标值的绝对值超过每一个DC单元的DC电压时，所述控制单元使所述DC/DC转换电路进行操作以实现所述电压目标值的绝对值并且使所述单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，以及当所述电压目标值的绝对值小于所述DC电压时，所述控制单元停止所述DC/DC转换电路的操作并且使所述单相位电力转换电路进行操作以实现所述电压目标值。
在另一个方面，本发明是一种三相AC电源装置，所述三相AC电源装置包括：DC电源；第一相位转换装置，其被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第一电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第一相位；第二相位转换装置，其被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第二电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第二相位；第三相位转换装置，其被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第三电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第三相位；以及控制单元，其被构造成控制所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置。所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置每一个都包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路。对于所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置中的每一个，当待输出的AC的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，所述控制单元使所述DC/DC转换电路进行操作以产生所述电压目标值的绝对值并且使所述单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，以及当所述电压目标值的绝对值小于输入的所述DC电压时，所述控制单元停止所述DC/DC转换电路的操作并且使所述单相位电力转换电路进行操作以产生所述电压目标值。
[本发明的有益效果]
本发明的电力转换装置和三相AC电源装置使得能够减少由于转换而导致的功率损耗。
附图说明
图1是示出连接到三相AC***的三相AC电源装置的电路图。
图2是更详细示出图1中的一个转换装置的内部电路的示图。
图3是控制单元的框图。
图4是示出DC输入电压检测值和升压电路电流检测值的时间变化的模拟结果的示例的曲线图。
图5是示出平均处理单元对DC输入电压检测值求平均的方式的示图。
图6是用于说明控制处理单元进行的控制过程的控制框图。
图7是示出对升压电路和单向逆变器电路的控制过程的流程图。
图8是(a)示出控制处理单元在反馈控制中计算出的升压电路电流命令值的模拟结果和当按照升压电路电流命令值来执行控制时得到的升压电路电流检测值的示例和(b)示出控制处理单元在反馈控制中计算出的升压电路电压目标值的模拟结果和当按照升压电路电压目标值来执行控制时得到的升压电路电流检测值的示例的曲线图。
图9是示出逆变器输出电压命令值的示例的示图。
图10是(a)示出升压电路载波和升压电路参考波之间的比较和(b)示出升压电路控制单元产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形的曲线图。
图11是(a)示出逆变器电路载波和逆变器电路参考波之间的比较，(b)示出逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形和(c)示出逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形的曲线图。
图12是示出用于切换元件的参考波和驱动波形的示例和从转换装置输出的AC电力的电流波形的示例。
图13是(a)示出从单相位逆变器电路输出的AC电压、***级电源和AC电抗器两端之间的电压的电压波形和(b)示出流入AC电抗器的电流的波形的曲线图。
图14是示意性示出转换装置的操作的特征的波形图。
图15是示意性示出转换装置的操作的特征的波形图。
图16是示出产生三相AC电压的方式的示图。
图17是示出使用聚光器光伏面板的三相AC电源装置的示意性连接示图。
图18是示出连接到三相AC***的电力转换装置的电路图。
图19是各转换装置的电路图的示例。
图20是示意性示出各转换装置的操作的电压波形图。
图21是设置公共DC单元的情况下的电路图。
图22是使用三相三线连接的情况下的电路图。
图23是其中设置公共DC单元，设置隔离变压器并且使用三相三线连接的电路图。
图24是在执行DC电源与三相AC***的***互连的情况下使用的传统电力转换装置的电路图的示例。
具体实施方式
[实施例的概述]
本发明的实施例的概述包括至少以下内容。
(1)这是一种将电力在DC单元和三相AC之间转换的电力转换装置，所述电力转换装置包括：第一相位转换装置，其被构造成借助第一电抗器将电力在DC单元和三相AC的第一相位之间转换；第二相位转换装置，其被构造成借助第二电抗器将电力在DC单元和三相AC的第二相位之间转换；第三相位转换装置，其被构造成借助第三电抗器将电力在DC单元和三相AC的第三相位之间转换；以及控制单元，其被构造成控制第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置。第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置每一个都包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路。对于第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置中的每一个，当AC的电压目标值的绝对值超过每一个DC单元的DC电压时，控制单元使DC/DC转换电路进行操作以实现电压目标值的绝对值并且使单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，并且当电压目标值的绝对值小于DC电压时，控制单元停止DC/DC转换电路的操作并且使单相位电力转换电路进行操作以实现电压目标值。
在如上所述构造的电力转换装置中，在为各个相位设置(第一、第二、第三)转换装置并且例如这些转换装置被构造成输出相位电压的情况下，各转换装置应该输出的电压VAC(有效值)是三相AC的线间电压的(1/√3)。各转换装置执行以下操作。
(i)当电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，DC/DC转换电路执行操作，以及单相位电力转换电路停止高频切换并且仅执行必要的极性反转。
(ii)当电压目标值的瞬时值的绝对值小于输入的DC电压时，停止DC/DC转换电路(在图2中，Qa导通，Qb截止)，以及单相位电力转换电路执行操作。
也就是说，DC/DC转换电路和单相位电力转换电路交替执行高频切换，使得当其中一个执行高频切换时，另一个停止高频切换。在这种情况下，DC总线的电压的峰值VB只需要是电压VAC的波峰值，即，VB＝√2·VAC。
结果，相比于通过单个三相逆变器供应电压(线间电压)的情况，减小DC总线的电压。
DC总线中的电压减小提供了以下优点。
(a)减少了切换元件中的切换损耗。
(b)减少了(DC、AC(第一、第二、第三)电抗器)中的铁损耗。
(c)对于连接到DC总线的切换元件和平滑电容器，甚至可使用具有低耐压性质的切换元件和平滑电容器。由于具有较低耐压性质的切换元件具有较低导通电阻，因此可减少导通损耗。
以上(i)和(ii)中的交替操作提供以下优点。
(d)整体地，切换元件执行切换的次数减少，因此，大幅减少了切换损耗。
(e)减少了(DC、AC)电抗器中的铁损耗。
(f)不需要电容器具有平滑是高达***频率的3倍的低频AC分量的功能，因此可使用具有低电容的电容器。
(2)在(1)的电力转换装置中，优选地，在第一电抗器、第二电抗器和第三电抗器之后的各级中设置输出平滑电容器，并且在DC/DC转换电路和单相位电力转换电路之间设置平滑电容器。优选地，对于第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置中的每一个，控制单元基于以下来控制AC电力的输出：基于来自对应DC电源的输入电力的值和三相AC的相位电压的值而得到的输出电流目标值；和用代表对应DC/DC转换电路的电流目标值Iin*的以下表达式来计算的该DC/DC转换电路的电流目标值：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC
单相位电力转换电路的电流目标值Iinv*被表达如下：
Iinv*＝Ia*+s CaVa，
其中，
Ia*是输出电流目标值，
Vinv*是单相位电力转换电路的电压目标值，
Ca是输出平滑电容器的静电电容；
Va是三相AC的相位电压的电压值，
C是设置在DC/DC转换电路和单相位电力转换电路之间的平滑电容器的静电电容，
Vo*是DC/DC转换电路的电压目标值，
VDC是DC输入电压值，
s是拉普拉斯算子。
在以上(2)的情况下，控制单元可控制各转换装置，以输出具有领先三相AC***的相位电压的电压相位几度的电压相位的AC电力。
也就是说，由于使从各转换装置输出的AC电力的电压相位领先三相AC***的电压相位几度，因此可使各(第一、第二、第三)电抗器的两端之间的电压的相位领先三相AC***的电压相位几乎90度。由于各电抗器的电流相位落后其电压相位90度，因此通过电抗器输出的AC电力的电流相位几乎与三相AC***的相位电压的相位同步。
结果，可输出与三相AC***的各相位电压具有几乎相同电流相位的AC电力，由此可抑制AC电力的功率因素减小。
(3)在(2)的电力转换装置中，优选地，控制单元用下面的表达式计算单相位电力转换电路的电压目标值Vinv*作为DC/DC转换电路的电压目标值：
Vinv*＝Va+s LaIinv*
其中，La是在第一电抗器、第二电抗器和第三电抗器之间公共的电感。
在这种情况下，由于DC/DC转换电路和单相位电力转换电路基于通过控制单元设置的电流目标值Iinv*进行操作，因此即使执行操作以在这两个电路之间交替切换高频切换时间段，也可抑制从各转换装置输出的AC电流发生相位偏差或失真。
(4)在(1)至(3)中的任一项的电力转换装置中，DC单元可由分别针对第一相位、第二相位和第三相位设置的第一DC单元、第二DC单元和第三DC单元构成，并且这些DC单元可彼此独立，而不共享正端子或负端子。
在这种情况下，DC单元的电气规格可互不相同。例如，可使用具有互不相同的电压的三个DC单元。
(5)在(1)至(3)中的任一项的电力转换装置中，DC单元可以是在第一相位、第二相位和第三相位之间公共的一个单元，并且可在：第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置；以及三相AC的各个相位之间设置隔离变压器。
在这种情况下，由于DC单元可被集成为一个单元，因此，DC单元的容量可被设置成合适值，而没有浪费。
(6)在(1)至(5)中的任一项的电力转换装置中，电力转换装置可按三相四线连接或三相三线连接中的任一连接方式连接到三相AC***。
因此，无论三相AC***具有带中性点的三相四线构造还是不带中性点的三相三线构造，三相AC***可都连接到电力转换装置。
(7)在另一个方面，这是一种连接到三相AC***的三相AC电源装置，该三相AC电源装置包括：DC电源；第一相位转换装置，其被构造成基于从DC电源输入的DC电力，借助第一电抗器将AC电力供应到三相AC***的第一相位；第二相位转换装置，其被构造成基于从DC电源输入的DC电力，借助第二电抗器将AC电力供应到三相AC***的第二相位；第三相位转换装置，其被构造成基于从DC电源输入的DC电力，借助第三电抗器将AC电力供应到三相AC***的第三相位；以及控制单元，其被构造成控制第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置。第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置均包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路。对于第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置中的每一个，当待输出的AC的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，控制单元使DC/DC转换电路进行操作以产生电压目标值的绝对值并且使单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，并且当电压目标值的绝对值小于输入的DC电压时，控制单元停止DC/DC转换电路的操作并且使单相位电力转换电路进行操作以产生电压目标值。
以上的三相AC电源装置提供了与(1)的电力转换装置的操作效果相同的操作效果。
(8)在(7)的三相AC电源装置中，DC电源可由分别针对第一相位、第二相位和第三相位设置的第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源构成，并且这些DC电源可彼此独立，而不共享正端子或负端子。
这种构造适于在电力转换装置和三相AC***之间进行三相四线连接(Y连接)的情况。
(9)在(7)的三相AC电源装置中，DC电源可以是在第一相位、第二相位和第三相位之间公共的一个电源，并且可在：第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置；以及三相AC***的各个相位之间设置隔离变压器。
这种构造适于在电力转换装置和三相AC***之间进行三相三线连接(Δ连接)的情况。
(10)在(7)至(9)中的任一项的电力转换装置中，第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置可按三相四线连接或三相三线连接中的任一连接方式连接到三相AC***。
因此，无论三相AC***具有带中性点的三相四线构造还是不带中性点的三相三线构造，三相AC***可都连接到第一转换装置至第三转换装置。
(11)在(7)至(10)中的任一项的三相AC电源装置中，第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源中的每一个可以是被构造成进行操作以跟踪太阳的聚光器光伏面板。
在这种情况下，在白天期间可以执行具有高输出的相当稳定的发电，同时抑制电力损耗。
(12)(7)的三相AC电源装置可以与三相AC******互连。
(13)(7)的三相AC电源装置可被构造成输出三相AC。
[实施例的细节]
下文中，将参照附图详细地描述本发明的实施例。
<<作为三相AC电源装置的构造>>
图1是示出连接到三相AC***3的三相AC电源装置100的电路图。三相AC电源装置100包括电力转换装置1P和例如作为DC电源(第一DC电源、第二DC电源、第三DC电源)的三个光伏面板2。这三个光伏面板2处于彼此独立而没有共享正端子和负端子这样的关系。
电力转换装置1P由针对三相AC的各个相位设置的三个转换装置(第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置)1构成。转换装置1将从光伏面板2输入的DC电力转换成AC电力，并且将AC电力供应到三相AC***3。这三个转换装置1相对于三相AC***3的中性点N，将具有各个相位电压的AC电力供应到各个相位3p(第一相位u、第二相位v、第三相位w)。
在三相AC***3的线间电压是400V的情况下，相位电压是大约231V(400V/√3)。输出相位电压的各转换装置1需要DC总线LB的电压是大约327V((400V/√3)×√2)。这意味着，相比于通过单个三相逆变器供应三相AC***3的线间电压(400V)的情况，DC总线LB的电压减小(566V→327V)。因此，切换元件和其他电子装置的耐压性质不需要是1200V，而是大约600V足够了。
图2是更详细示出图1中的一个转换装置1的内部电路的示图。在图2中，作为DC电源的光伏面板2连接到转换装置1的输入端，***相位电源3p(三相AC的相位电压)连接到转换装置1的输出端。转换装置1执行***互连操作以将光伏面板2产生的DC电力转换成AC电力并且将AC电力输出到***相位电源3p。
转换装置1包括：升压电路(DC/DC转换电路)10，其接收从光伏面板2输出的DC电力；以及单相位逆变器电路(单相位电力转换电路)11，其将升压电路10提供的电力转换成AC电力，并且将AC电力输出到***相位电源3p。通过控制单元12来控制升压电路10和单相位逆变器电路11。控制单元12控制三个转换装置1中的任一个。
升压电路10包括DC电抗器15和由例如FET(场效应晶体管)构成的切换元件Qa和Qb，以形成升压斩波电路。可使用IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)来替代FET。
在升压电路10的输入侧，设置第一电压传感器17、第一电流传感器18和用于平滑的电容器26。
第一电压传感器17检测从光伏面板2输出并随后输入升压电路10的DC电力的DC输入电压检测值Vg(DC输入电压值)，并且将DC输入电压检测值Vg输出到控制单元12。第一电流传感器18检测流入DC电抗器15的电流的升压电路电流检测值Iin(DC输入电流值)，并且将升压电路电流检测值Iin输出到控制单元12。为了检测DC输入电流检测值Ig，还可在电容器26前一级设置电流传感器。
控制单元12具有用DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin并且对光伏面板2执行最大电力点跟踪(MPPT)控制的功能。
在升压操作期间，通过高频PWM控制来交替导通升压电路10的切换元件Qa和Qb。当停止升压操作时，切换元件Qa导通并且切换元件Qb截止。从关于升压电路10是正在操作还是停止的角度看，如随后描述的，执行控制，使得在升压电路10和单相位逆变器电路11之间交替切换高频切换操作的执行时间段。因此，在升压电路10正在执行切换操作的时间段期间，升压电路10将具有升压电压的电力输出到单相位逆变器电路11，并且在停止切换操作的时间段期间，升压电路10将从光伏面板2输出并随后输入升压电路10的DC电力输出到单相位逆变器电路11，而没有将DC电力的电压升压。
用于平滑的电容器19(平滑电容器)连接在升压电路10和单相位逆变器电路11之间。
单相位逆变器电路11包括均由例如IGBT构成的切换元件Q1至Q4。切换元件Q1至Q4形成全桥电路。
切换元件Q1至Q4连接到控制单元12，并且可由控制单元12来控制。控制单元12对切换元件Q1至Q4的操作执行PWM控制。由此，单相位逆变器电路11将升压电路10提供的电力转换成AC电力。
转换装置1包括单相位逆变器电路11和***相位电源3p之间的滤波器电路21。
滤波器电路21由AC电抗器22和电容器23(输出平滑电容器)构成，电容器23设置在AC电抗器22的后一级。滤波器电路21具有去除从单相位逆变器电路11输出的AC电力中包含的高频分量的功能。已经被滤波器电路21从中去除了高频分量的AC电力被提供到***相位电源3p。
因此，升压电路10和单相位逆变器电路11将从光伏面板2输出的DC电力转换成AC电力并且借助滤波器电路21将转换后的AC电力输出到***相位电源3p。
用于检测逆变器电流检测值Iinv(流入AC电抗器22的电流)即单相位逆变器电路11的输出的电流值的第二电流传感器24连接到滤波器电路21。用于检测***相位电源3p侧的电压值(***电压检测值Va)的第二电压传感器25连接在滤波器电路21和***相位电源3p之间。
第二电流传感器24和第二电压传感器25分别将检测到的逆变器电流检测值Iinv和检测到的***电压检测值Va(AC***的电压值)输出到控制单元12。尽管第二电流传感器24设置在图2中的电容器23的前一级，但第二电流传感器24可设置在电容器23的后一级。
控制单元12基于***电压检测值Va、逆变器电流检测值Iinv、DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin来控制升压电路10和单相位逆变器电路11。
如上所述，在图1中的电路构造中，相比于单个三相逆变器供应***电压(线间电压)的情况，DC总线LB的电压减小。由于DC总线LB的电压减小，切换元件Q1至Q4中的切换损耗减少。另外，转换装置1中的电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损耗减少。另外，对于与DC总线LB连接的切换元件Q1至Q4、Qa和Qb和平滑电容器19，甚至可使用具有低耐压性质的那些。由于具有较低耐压性质的切换元件具有较低导通电阻，因此导通损耗可减少。
<<功率转换装置中的最小调节方法>>
接下来，图14和图15是示意性示出转换装置1的操作的特征的波形图。这两幅图示出相同内容，其中，图14特别以可视方式示出DC输入与AC输出的振幅的关系，图15特别以可视方式示出控制的时序。为了进行比较，图14中的上段和图15中的左列示出指示没有使用最小调节方法的传统转换装置的操作的波形图。图14中的下段和图15中的右列示出指示使用最小调节方法的转换装置1(图2)的操作的波形图。
首先，在图14中的上段(或图15中的左列)中，在传统转换装置中，升压电路响应于DC输入——即，DC电压VDC——的输出(在图2中，切换元件Qa和Qb与DC电抗器15之间的相互连接点处出现的电压)是具有比VDC高的值并且以规则间隔布置的脉冲串。这个输出被平滑，以作为DC总线LB的电压VB出现。另一方面，单相位逆变器电路在PWM控制下执行切换，同时每半个周期将极性反转。结果，通过滤波器电路借助平滑来得到作为AC输出的正弦AC电压VAC。
接下来，在图14的较低级的最小调制方法中，图2中的升压电路10和单相位逆变器电路11按照具有AC波形的电压目标值VAC的绝对值和作为输入的DC电压VDC之间的比较结果进行操作。也就是说，当电压目标值的绝对值满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，停止升压电路10(图中的“ST”)，并且当电压目标值的绝对值满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，升压电路10执行升压操作(图中的“OP”)。通过电容器19(图2)平滑升压电路10的输出，以作为示出的DC总线LB上的电压VB出现。
另一方面，至于单相位逆变器电路11，按照电压目标值VAC的绝对值和DC电压VDC之间的比较结果，当满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，执行高频切换(图中的“OP”)，并且当满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，停止高频切换(图中的“ST”)。当单相位逆变器电路11停止高频切换时，单相位逆变器电路11选择切换元件Q1和Q4导通而切换元件Q2和Q3截止的状态或者切换元件Q1和Q4截止而切换元件Q2和Q3导通的状态，从而仅执行必要的极性反转。通过滤波器电路21平滑单相位逆变器电路11的输出，由此得到所需的AC输出。
这里，如图15中的右列中示出的，升压电路10和单相位逆变器电路11交替执行高频切换。当升压电路10执行升压操作时，单相位逆变器电路11停止高频切换并且只针对DC总线LB的电压执行必要的极性反转。另一方面，当单相位逆变器电路11执行高频切换操作时，升压电路10停止，以允许电路径Lin(图2)上的电压原样地经过。
通过如上所述升压电路10和单相位逆变器电路11交替执行高频切换操作，整体地，切换元件Q1至Q4、Qa和Qb执行切换的次数减少，因此，大幅减少了切换损耗。虽然高频切换的频率是例如20KHz，但通过单相位逆变器电路11进行的极性反转中的切换频率是100Hz或120Hz，是商业频率的两倍高。也就是说，相比于高频切换的频率，极性反转的频率非常低，因此切换损耗也小。
另外，通过升压电路10和单相位逆变器电路11交替执行高频切换操作，电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损耗减少。
另外，电容器19只需要平滑切换的高频。因此，电容器19不需要具有平滑是***频率的三倍高的低频AC分量的功能。因此，可使用具有低电容(例如，10μF或22μF)的电容器。
图16是示出产生三相AC电压的方式的示图。这三个转换装置1被称为第一相位转换装置、第二相位转换装置和第三相位转换装置。控制单元12执行控制，使得这些转换装置的输出的相位彼此移位(2/3)π。因此，可输出与三相AC***中相同的、如图16中所示的三相AC电压。
<<电力转换装置的***互连>>
下文中，将详细描述电力转换装置1P的***互连。
为了执行***互连，必须控制输出电流的相位，使得用于各个相位的转换装置1将功率因数为1的电力传送到三相AC***3。也就是说，必须不仅输出具有与各***相位电源3p的电压相位一致的电压，而且使各***相位电源3p的电压相位与从对应转换装置1输出的电流的相位一致。
[1.1控制单元]
图3是控制单元12的框图。如图3中所示，控制单元12从功能上看具有控制处理单元30、升压电路控制单元32、逆变器电路控制单元33和求平均处理单元34。
控制单元12的功能中的一些或全部可被构造为硬件电路，或者可用计算机执行的软件(计算机软件)来实现。用于实现控制单元12的功能的这种软件(计算机软件)被存储在计算机的存储装置(未示出)中。
升压电路控制单元32基于控制处理单元30提供的命令值和检测值来控制升压电路10的切换元件Qa和Qb，从而使升压电路10输出具有对应于命令值的电流的电力。
逆变器电路控制单元33基于控制处理单元30提供的命令值和检测值来控制单相位逆变器电路11的切换元件Q1至Q4，从而使单相位逆变器电路11输出具有对应于命令值的电流的电力。
控制处理单元30接收DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin、***电压检测值Va和逆变器电流检测值Iinv。
控制处理单元30用DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin来计算输入功率Pin及其平均值<Pin>。
控制处理单元30具有以下功能：基于输入功率平均值<Pin>来设置(随后将描述的)DC输入电流命令值Ig*并且对光伏面板2执行MPPT控制，并且对升压电路10和单相位逆变器电路11执行反馈控制。
DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin被提供到求平均处理单元34和控制处理单元30。
求平均处理单元34具有以下功能：以预定时间间隔对第一电压传感器17和第一电流传感器18提供的DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin进行取样，计算它们各自的平均值，并且将求平均的DC输入电压检测值Vg和求平均的升压电路电流检测值Iin提供到控制处理单元30。
图4是示出DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin的时间变化的模拟结果的示例的曲线图。
DC输入电流检测值Ig是在相对于电容器26的输入侧检测到的电流值。
如图4中所示，发现DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin和DC输入电流检测值Ig在***电压的半个周期内有所变化。
DC输入电压检测值Vg和DC输入电流检测值Ig如图4中所示周期性变化的原因如下。也就是说，升压电路电流检测值Iin按照升压电路10和单相位逆变器电路11的操作，在几乎0A和AC周期的半个周期中的峰值之间大幅变化。因此，不可通过电容器26完全去除变化分量，并且经检测，DC输入电流检测值Ig是包含在AC周期的半个周期中变化的分量的脉动电流。另一方面，光伏面板的输出电压根据输出电流而变化。
因此，DC输入电压检测值Vg中出现的周期性变化的周期是从转换装置1输出的AC电力的周期的一半。
为了抑制以上周期性变化的影响，求平均处理单元34对DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin求平均。
图5是示出平均处理单元34对DC输入电压检测值Vg求平均的方式的示图。
求平均处理单元34在从时刻t1至时刻t2的时间段L期间以预定时间间隔Δt对提供的DC输入电压检测值Vg进行多次取样(按图5中的实心点指示的时刻)，并且计算已经得到的多个DC输入电压检测值Vg的平均值。
这里，求平均处理单元34将时间段L设置成***相位电源3p的周期的长度的一半。另外，求平均处理单元34将时间间隔Δt设置成比***相位电源3p的周期的长度的一半足够短。
因此，求平均处理单元34可使用尽可能短的取样时间段来准确地得到DC输入电压检测值Vg的平均值，该平均值与***相位电源3p的周期同步地周期变化。
可将取样的时间间隔Δt设置成例如***相位电源3p的周期的1/100至1/1000、或20微秒至200微秒。
求平均处理单元34可预先存储时间段L，或者可从第二电压传感器25获取***电压检测值Va并且基于***相位电源3p的周期来设置时间段L。
这里，时间段L被设置成***相位电源3p的周期的长度的一半。如果时间段L被设置成***相位电源3p的周期的长度的一半，则可准确地计算DC输入电压检测值Vg的平均值。这是因为如上所述，DC输入电压检测值Vg按照升压电路10和单相位逆变器电路11的操作在***相位电源3p的半周期中周期性变化。
因此，如果需要将时间段L设置得更长，则可将时间段L设置成***相位电源3p的半周期的整数倍，例如，***相位电源3p的半周期的三倍或四倍。因此，可以周期为基础来掌握电压变化。
如上所述，如DC输入电压检测值Vg中一样，升压电路电流检测值Iin也在***相位电源3p的半周期中周期性变化。
因此，求平均处理单元34也用与图5中示出的DC输入电压检测值Vg相同的方法来计算升压电路电流检测值Iin的平均值。
控制处理单元30在各时间段L，顺序地计算DC输入电压检测值Vg的平均值和升压电路电流检测值Iin的平均值。
求平均处理单元34将计算出的DC输入电压检测值Vg的平均值和计算出的升压电路电流检测值Iin的平均值提供到控制处理单元30。
在本示例中，如上所述，求平均处理单元34计算DC输入电压检测值Vg的平均值(DC输入电压平均值<Vg>)和升压电路电流检测值Iin的平均值(升压电路电流检测值<Iin>)，并且使用这些值，控制处理单元30在对光伏面板2执行MPPT控制的同时，控制升压电路10和单相位逆变器电路11。因此，即使来自光伏面板2的DC电流变化成不稳定，控制单元12也可准确地得到光伏面板2的输出作为其中已经被去除由于转换装置1的操作而导致的变化分量的DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流检测值<Iin>。结果，变得可以合适地执行MPPT控制并且有效抑制光伏面板2的发电效率的降低。
如上所述，在从光伏面板2输出的DC电力的电压(DC输入电压检测值Vg)或电流(升压电路电流检测值Iin)由于转换装置1的操作而变化的情况下，变化的周期与从单相位逆变器电路11输出的AC电力的半周期(***相位电源3p的半周期)几乎一致。
就这点而言，在本示例中，在被设置成***相位电源3p的周期的长度的一半的时间段L期间，以比AC***的半周期短的时间间隔Δt将DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin均进行多次取样，并且用取样的结果来计算DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流检测值<Iin>。因此，即使DC电流的电压和电流周期性变化，也可在取样时间段尽可能缩短的情况下，准确地计算DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流检测值<Iin>。
控制处理单元30基于以上的输入功率平均值<Pin>来设置DC输入电流命令值Ig*，并且基于设置的DC输入电流命令值Ig*和以上值来计算针对升压电路10和单相位逆变器电路11各自的命令值。
控制处理单元30具有以下功能：将计算出的命令值提供到升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33并且对升压电路10和单相位逆变器电路11执行反馈控制。
图6是用于说明控制处理单元30对升压电路10和单相位逆变器电路11进行的反馈控制的控制框图。
控制处理单元30包括第一计算部41、第一加法器42、补偿器43和第二加法器44作为用于控制单相位逆变器电路11的功能部。
另外，控制处理单元30包括第二计算部51、第三加法器52、补偿器53和第四加法器54作为用于控制升压电路110的功能部。
图7是示出对升压电路10和单向逆变器电路11的控制过程的流程图。图6中示出的功能部通过执行图7中的流程图中示出的过程来控制升压电路10和单相位逆变器电路11。
下文中，将参照图7描述升压电路10和单相位逆变器电路11。
首先，控制处理单元30计算当前的输入功率平均值<Pin>(步骤S9)，并且将当前的输入功率平均值<Pin>与之前已经计算出的输入功率平均值<Pin>进行比较，以设置DC输入电流命令值Ig*(步骤S1)。基于下面的表达式(1)来计算输入功率平均值<Pin>。
输入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1)
在表达式(1)中，Iin是升压电路电流检测值，Vg是DC输入电压检测值(DC输入电压值)。对于这些值，使用作为求平均处理单元34求平均的值的DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流检测值<Iin>。
在除了表达式(1)外并且与以下示出的控制相关的各表达式中，没有被求平均的瞬时值用于升压电路电流检测值Iin和DC输入电压检测值Vg。
记号“<>”指示括号里的值的平均值。下文中，同样如此。
控制处理单元30将设置的DC输入电流命令值Ig*提供到第一计算部41。
连同DC输入电流命令值Ig*，DC输入电压检测值Vg和***电压检测值Va被提供到第一计算部41。
第一计算部41基于下面的表达式(2)，计算针对转换装置1的输出电流命令值的平均值<Ia*>。
输出电流命令值的平均值<Ia*>＝η<Ig*×Vg>/<Va>...(2)
其中，η是代表转换装置1的转换效率的常数。
另外，第一计算部41基于下面的表达式(3)来计算输出电流命令值Ia*(输出电流目标值)(步骤S2)。
这里，第一计算部41将输出电流命令值Ia*计算为与***电压检测值Va具有相同相位的正弦波。
输出电流命令值Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(3)
如上所述，第一计算部41基于输入功率平均值<Pin>(DC功率的输入功率值)和***电压检测值Va来计算输出电流命令值Ia*。
接下来，第一计算部41计算作为用于控制单相位逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流命令值Iinv*(单相位逆变器电路的电流目标值)，如下面的表达式(4)中示出的(步骤S3)。
逆变器电流命令值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)
在表达式(4)中，Ca是电容器23的静电电容，并且s是拉普拉斯算子。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上表达式(4)。
Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)
如果检测到流过电容器23的电流并且用Ica指代检测到的电流，则得到下面的表达式。
Iinv*＝Ia*+Ica...(4b)
在表达式(4)、(4a)和(4b)中，右手侧的第二项是在考虑到流过滤波器电路21的电容器23的电流的情况下相加的值。
经计算，输出电流命令值Ia*是与***电压检测值Va具有相同相位的正弦波，如以上表达式(3)中示出的。也就是说，控制处理单元30控制单相位逆变器电路11，使得从转换装置1输出的AC电力的电流Ia(输出电流)与***电压(***电压检测值Va)具有相同相位。
在计算出逆变器电流命令值Iinv*之后，第一计算部41将逆变器电流命令值Iinv*提供到第一加法器42。
单相位逆变器电路11经受基于逆变器电流命令值Iinv*进行的反馈控制。
连同逆变器电流命令值Iinv*，当前逆变器电流检测值Iinv被提供到第一加法器42。
第一加法器42计算逆变器电流命令值Iinv*和当前的逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且将计算的结果提供到补偿器43。
当提供该差异时，补偿器43基于比例系数等来计算逆变器电压参考值Vinv#，逆变器电压参考值Vinv#允许该差异收敛，使得逆变器电流检测值Iinv变成逆变器电流命令值Iinv*。补偿器43将逆变器电压参考值Vinv#提供到逆变器电路控制单元33，从而使单相位逆变器电路11根据逆变器电压参考值Vinv#来输出具有电压Vinv的电力。
被第二加法器44从中减去***电压检测值Va的、从单相位逆变器电路11输出的电力被提供到AC电抗器22，然后被作为新的逆变器电流检测值Iinv反馈回去。然后，再通过第一加法器42计算逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且基于如上所述的该差异来控制单相位逆变器电路11。
如上所述，单相位逆变器电路11经受基于逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv进行的反馈控制(步骤S4)。
另一方面，通过第一计算部41计算出的逆变器电流命令值Iinv*以及DC输入电压检测值Vg和***电压检测值Va被提供到第二计算部51。
第二计算部51基于下面的表达式(5)来计算逆变器输出电压命令值Vinv*(单向逆变器电路的电压目标值)(步骤S5)。
逆变器输出电压命令值Vinv*＝Va+s LaIinv*...(5)
在表达式(5)中，La是AC电抗器的电感，并且s是拉普拉斯算子。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(5)。
Vinv*＝Va+RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(5a)
其中，Ra是AC电抗器的电阻，La是AC电抗器的电感，并且满足(Za＝Ra+sLa)。
表达式(5)中的右手侧的第二项和表达式(5a)中的右手侧的第二项和第三项是在考虑到AC电抗器22两端之间产生的电压的情况下相加的值。
因此，在本示例中，基于作为用于控制单相位逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流命令值Iinv*来设置逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)，使得从单相位逆变器电路11输出的AC电力的电流与***电压检测值Va具有相同的相位。
如上所述，在单相位逆变器电路11的桥输出端，即单相位逆变器电路11和滤波器电路21之间的电路连接点处设置作为AC侧的目标值的单相位逆变器电路11的输出目标值(Iinv*、Vinv*)。因此，执行***互连，使得目标值的设置点移到原始***互连点(***相位电源3p和滤波器电路21之间的电路连接点)的前一级，由此最终实现合适的***互连。
优选地，在用于三个相位的AC电抗器22之间，表达式(5)中的电感La是共同的。通过如上所述设置逆变器输出电压命令值Vinv*，由于升压电路10和单相位逆变器电路11基于控制单元12设置的逆变器电流命令值Iinv*进行操作，因此即使执行操作以在这两个电路之间交替切换高频切换时间段，也可抑制从各转换装置1输出的AC电流中出现相位偏差或失真。
在计算逆变器输出电压命令值Vinv*之后，第二计算部51将作为DC电源侧的电压VDC的DC输入电压检测值Vg或优选地下面DC电压Vgs与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值进行比较，并且确定较大的一个是升压电路电压目标值Vo*，如下面的表达式(6)中示出的(步骤S6)。DC电压Vgf是通过考虑由于DC电抗器15对于Vg的阻抗Z而导致的压降的情况而计算出的电压，并且在用Iin指代升压电路电流的情况下，Vgf被表达为Vgf＝Vg-ZIin。因此，可如下地表达Vo*。
Vo*＝Max(Vg-ZIin,Vinv*的绝对值)...(6)
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(6)。
Vo*＝Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt)，Vinv*的绝对值)...(6a)
其中，R是DC电抗器的电阻，L是DC电抗器的电感，并且满足(Z＝R+sL)。
另外，第二计算部51基于下面的表达式(7)来计算升压电路电流命令值Iin*(步骤S7)。
升压电路电流命令值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/(Vg-ZIin)...(7)
在表达式(7)中，C是电容器19的静电电容，并且s是拉普拉斯算子。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(7)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin}...(7a)
如果检测到流过电容器19的电流并且用Ic指代检测到的电流，则得到下面的表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin}...(7b)
在表达式(7)、(7a)和(7b)中，与逆变器电流命令值Iinv*和逆变器输出电压命令值Vinv*的乘积的绝对值相加的项是在考虑到经过电容器19的无功功率的情况下相加的值。也就是说，通过除了单相位逆变器电路11的功率目标值之外还考虑无功功率，允许更准确地计算Iin*的值。
另外，如果预先测量转换装置1的功率损耗PLOSS，则可如下地表达以上的表达式(7a)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7c)
类似地，可如下地表达以上的表达式(7b)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7d)
在这种情况下，通过除了单相位逆变器电路11的功率目标值之外还考虑无功功率和功率损耗PLOSS，允许更严格地计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损耗PLOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，则得到下面的表达式(8)。可使用通过这个表达式(8)计算出的Iin*作为表达式(6)、(6a)、(7)、(7a)、(7b)、(7c)和(7d)的右手侧中包含的Iin。
升压电路电流命令值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(8)
在计算升压电路电流命令值Iin*之后，第二计算部51将升压电路电流命令值Iin*提供到第三加法器52。
升压电路10经受基于升压电路电流命令值Iin*进行的反馈控制。
连同升压电路电流命令值Iin*，当前升压电路电流检测值Iin被提供到第三加法器52。
第三加法器52计算升压电路电流命令值Iin*和当前升压电路电流检测值Iin之间的差异，并且将计算的结果提供到补偿器53。
当提供以上差异时，补偿器53基于比例系数等来计算升压电路电压参考值Vbc#，升压电路电压参考值Vbc#允许该差异收敛，使得升压电路电流检测值Iin变成升压电路电流命令值Iin*。补偿器53将升压电路电压参考值Vbc#提供到升压电路控制单元32，从而使升压电路10根据升压电路电压参考值Vbc#来输出具有电压Vo的电力。
被第四加法器54从中减去DC输入电压检测值Vg的、从升压电路10输出的电力被提供到DC电抗器15，然后被作为新的升压电路电流检测值Iin反馈回去。然后，再通过第三加法器52计算升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin之间的差异，并且基于如上所述的该差异来控制升压电路10。
如上所述，升压电路10经受基于升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin进行的反馈控制(步骤S8)。
在以上的步骤S8之后，控制处理单元30基于以上的表达式(1)来计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)。
基于与之前已经计算出的输入功率平均值<Pin>的比较，控制处理单元30设置DC输入电流命令值Ig*，使得输入功率平均值<Pin>变成最大值(遵循最大功率点)。
因此，控制处理单元30控制升压电路10和单相位逆变器电路11，同时对光伏面板2执行MPPT控制。
如上所述，控制处理单元30通过电流命令值对单相位逆变器电路11和升压电路10执行反馈控制。
图8是(a)示出控制处理单元30在以上反馈控制中计算出的升压电路电流命令值Iin*的模拟结果和当按照升压电路电流命令值Iin*来执行控制时得到的升压电路电流检测值Iin的示例，以及(b)示出控制处理单元30在以上的反馈控制中计算出的升压电路电压目标值Vo*的模拟结果和当按照升压电路电压目标值Vo*来执行控制时得到的升压电路电流检测值Vo的示例的曲线图。
如图8的(a)中所示，发现通过控制处理单元30依据升压电路电流命令值Iin*来控制升压电路电流检测值Iin。
如图8的(b)中所示，由于通过以上的表达式(6)来计算升压电路电压目标值Vo*，因此升压电路电压目标值Vo*变化，以在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段期间遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且在其他时间段期间遵循DC输入电压检测值Vg。
发现通过控制处理单元30依据升压电路电压目标值Vo*来控制升压电路电压检测值Vo。
图9是示出逆变器输出电压命令值Vinv*的示例的示图。在图9中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。虚线指示***相位电源3p的电压波形，实线指示逆变器输出电压命令值Vinv*的波形。
转换装置1通过根据图7中的流程图进行的控制，使用图9中示出的逆变器输出电压命令值Vinv*作为电压目标值来输出电力。
因此，转换装置1输出具有根据图9中示出的逆变器输出电压命令值Vinv*的波形的电压的电力。
如图9中所示，这两个波形具有几乎相同的电压值和相同的频率，但逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先***相位电源3p的电压的相位几度。
本示例的控制处理单元30使如上所述在对升压电路10和单相位逆变器电路11执行反馈控制的同时，逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先***相位电源3p的电压的相位大约3度。
使逆变器输出电压命令值Vinv*领先***相位电源3p的电压的相位的角度的度数可以是几度，并且如随后描述的，角度的度数被设置成在使与***相位电源3p的电压波形的差异的电压波形的相位领先***相位电源3p的电压波形的相位几乎90度的这种范围内。例如，领先该角度的相位的度数被设置成大于0度且小于10度。
如以上的表达式(5)中示出的，通过***电压检测值Va、AC电抗器22的电感La和逆变器电流命令值Iinv*来确定相位领先角度的度数。在这些值之中，***电压检测值Va和AC电抗器22的电感La是不作为控制目标的固定值。因此，通过逆变器电流命令值Iinv*来确定相位领先角度的度数。
如以上的表达式(4)中示出的，通过输出电流命令值Ia*来确定逆变器电流命令值Iinv*。随着输出电流命令值Ia*增大，逆变器电流命令值Iinv*的相位领先分量增大，并且逆变器输出电压命令值Vinv*的领先角度(相位领先角度)增大。
由于通过以上的表达式(2)来计算输出电流命令值Ia*，因此通过DC输入电流命令值Ig*来调节相位领先角度。
本示例的控制处理单元30设置DC输入电流命令值Ig*，使得逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先***相位电源3p的电压的相位大约3度，如上所述。
[1.2对升压电路和单相位逆变器电路的控制]
升压电路控制单元32控制升压电路10的切换元件Qa和Qb。逆变器电路控制单元33控制单相位逆变器电路11的切换元件Q1至Q4。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33分别产生升压电路载波和逆变器电路载波，并且分别调节具有作为控制处理单元30挺的命令值的升压电路电压参考值Vbc#和逆变器电压参考值Vinv#的这些载波，以产生用于驱动各切换元件的驱动波形。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33均基于驱动波形来控制各切换元件，从而使升压电路10和单相位逆变器电路11分别输出具有近似于升压电路电流命令值Iin*和逆变器电流命令值Iinv*的电流波形的AC电力。
在图10中，(a)是示出升压电路载波和升压电路参考值Vbc#的波形之间的比较的曲线图。在图10的(a)中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。在图10的(a)中，为了有助于理解，相比于实际波长，升压电路载波的波长延长。
升压电路控制单元32产生的升压电路载波是具有最小值“0”的三角波，并且具有被设置成从控制处理单元30提供的升压电路电压目标值Vo*的振幅A1。
通过升压电路控制单元32按照来自控制处理单元30的控制命令来设置升压电路载波的频率，以实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化，以在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且在其他时间段期间遵循DC输入电压检测值Vg。因此，升压电路载波的振幅A1也按照升压电路电压目标值Vo*来变化。
升压电路电压参考值Vbc#的波形(下文中，可被称为升压电路电压参考值Vbc#)对应于控制处理单元30基于升压电路电流命令值Iin*计算出的值，并且在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间具有正值。在时间段W期间，升压电路电压参考值Vbc#具有近似于通过升压电路电压目标值Vo*形成的波形的形状的波形，并且与升压电路载波交叉。
升压电路控制单元32将升压电路载波与升压电路电压参考值Vbc#进行比较，并且产生用于驱动切换元件Qb的驱动波形，以在作为DC电抗器15两端之间的电压的目标值的升压电路电压参考值Vbc#等于或大于升压电路载波的时间段期间导通，并且在升压电路电压参考值Vbc#等于或小于载波的时间段期间截止。
在图10中，(b)示出升压电路控制单元32产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形。在图10的(b)中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。图10的(b)中的水平轴与图10的(a)中的水平轴一致。
驱动波形指示切换元件Qb的切换操作。当驱动波形被提供到切换元件Qb时，使切换元件Qb按照驱动波形来执行切换操作。驱动波形形成在电压是0V时截止切换元件并且在电压是正电压时导通切换元件的控制命令。
升压电路控制单元32产生驱动波形，使得在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间，执行切换操作。因此，在绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的范围内，控制切换元件Qb来停止切换操作。
通过作为三角波的升压电路载波的截取来确定各脉宽。因此，在电压较高的部分，脉宽较大。
如上所述，升压电路控制单元32调节具有升压电路电压参考值Vbc#的升压电路载波，以产生代表用于切换的脉宽的驱动波形。升压电路控制单元32基于产生的驱动波形，对升压电路10的切换元件Qb执行PWM控制。
从用于切换元件Qb的驱动波形反转而来的驱动波形用于切换元件Qa。为了防止切换元件Qb和切换元件Qa同时导通电流，在用于切换元件Qa的驱动脉冲从OFF转变为ON的部分设置大约1微秒的不工作时间(dead time)。
在图11中，(a)是示出逆变器电路载波和逆变器电压参考值Vinv#的波形之间的比较的曲线图。在图11的(a)中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。另外，在图11的(a)中，为了有助于理解，相比于实际波长，逆变器电路载波的波长延长。
逆变器电路控制单元33产生的逆变器电路载波是振幅中心在0V的三角波，并且其一侧振幅被设置成升压电路电压目标值Vo*(电容器23的电压目标值)。因此，逆变器电路载波具有其振幅A2是DC输入电压检测值Vg两倍大的时间段和振幅A2是***相位电源3p的电压两倍大的时间段。
通过逆变器电路控制单元33按照来自控制处理单元30的控制命令来设置其频率，以实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化，以在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且在其他时间段——即时间段W2——期间遵循DC输入电压检测值Vg。因此，逆变器电路载波的振幅A2也按照升压电路电压目标值Vo*来变化。
逆变器电路电压参考值Vinv#的波形(下文中，可被称为逆变器电路电压参考值Vinv#)对应于控制处理单元30基于逆变器电流命令值Iinv*计算出的值，并且被设置成大致具有与***相位电源3p的电压振幅相同的振幅。因此，在电压值在-Vg和+Vg之间的范围内，逆变器输出电压命令值Vinv*与升压电路载波交叉。
逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波与逆变器电路参考波Vinv#进行比较，并且产生用于驱动切换元件Q1至Q4的驱动波形，以在作为电压目标值的逆变器电路参考波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时间段期间导通，并且在逆变器电路参考波Vinv#等于或小于载波的时间段期间截止。
在图11中，(b)示出逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形。在图11的(b)中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。图11的(b)中的水平轴与图11的(a)中的水平轴一致。
逆变器电路控制单元33产生驱动波形，使得在逆变器电路参考波Vinv#在-Vg和+Vg的范围W2内执行切换操作。因此，在其他范围内，控制切换元件Q1来停止切换操作。
在图11中，(c)示出逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形。在图11的(c)中，垂直轴指示电压而水平轴指示时间。
逆变器电路控制单元33将载波与从逆变器电路参考波Vinv#反转而来的图11的(a)中的虚线所指示的波形进行比较，以产生用于切换元件Q3的驱动波形。
另外，在这种情况下，逆变器电路控制单元33产生驱动波形，使得在逆变器电路参考波Vinv#(从其反转而来的波形)的电压在-Vg和+Vg的范围W2内执行切换操作。因此，在其他范围内，控制切换元件Q3来停止切换操作。
逆变器电路控制单元33产生从用于切换元件Q1的驱动波形反转而来的波形作为用于切换元件Q2的驱动波形，并且产生从用于切换元件Q3的驱动波形反转而来的波形作为用于切换元件Q4的驱动波形。
如上所述，逆变器电路控制单元33调节具有逆变器电路参考波Vinv#的逆变器电路载波，以产生代表用于切换的脉宽的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于产生的驱动波形，对单相位逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行PWM控制。
本示例的升压电路控制单元32使升压电路10输出电力，使得流入DC电抗器15的电流与升压电路电流命令值Iin*一致。结果，使升压电路10在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1(图10)期间执行切换操作。升压电路10在时间段W1期间输出具有等于或大于DC输入电压检测值Vg并且近似于逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值的电压的电力。另一方面，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或小于DC输入电压检测值Vg的时间段期间，升压电路控制单元32停止升压电路10的切换操作。因此，在该绝对值大体等于或小于DC输入电压检测值Vg的时间段期间，升压电路10向单相位逆变器电路11输出从光伏面板2输出的DC电力，而没有将DC电力的电压升压。
本示例的逆变器电路控制单元33使单相位逆变器电路11输出电力，使得流入AC电抗器22的电流与逆变器电流命令值Iinv*一致。结果，使单相位逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*大体在-Vg和+Vg之间的时间段W2(图11)期间执行切换操作。也就是说，使单相位逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg时间段期间执行切换操作。
因此，在升压电路10的切换操作停止的同时，单相位逆变器电路11执行切换操作，以输出近似于逆变器输出电压命令值Vinv*的AC电力。
由于逆变器电路参考波Vinv#和逆变器输出电压命令值Vinv*彼此近似，因此它们在图11的(a)中彼此重叠。
另一方面，在除了逆变器输出电压命令值Vinv*的电压大体在-Vg和+Vg之间的时间段W2外的时间段中，逆变器电路控制单元33停止单相位逆变器电路11的切换操作。在这个时间段期间，通过升压电路10升压的电力被提供到单相位逆变器电路11。因此，其切换操作停止的单相位逆变器电路11输出从升压电路10提供的电力，而不将其电压降压。
也就是说，本示例的转换装置1使升压电路10和单相位逆变器电路11执行切换操作，以在其间进行交替切换，并且将它们各自的输出电力彼此叠加，从而输出具有近似于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC电力。
因此，在本示例中，执行控制，使得升压电路10在输出与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值高于DC输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下操作，并且单相位逆变器电路11在输出与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值低于DC输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下操作。因此，由于单相位逆变器电路11没有将已经被升压电路10升压的电力降压，因此可减少电压的降压的电势差，从而由于升压电路的切换而导致的损耗减少并且可以以提高的效率来输出AC电力。
另外，由于升压电路10和单相位逆变器电路11基于通过控制单元12设置的逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)进行操作，因此可抑制输出的交替切换的升压电路的电力和单相位逆变器电路的电力之间发生偏差或失真。
图12是示出用于切换元件的参考波和驱动波形的示例和从转换装置1输出的AC电力的电流波形的示例。
图12示出从最上侧起的针对单相位逆变器电路的参考波Vinv#和载波、用于切换元件Q1的驱动波形、针对升压电路的参考波Vbc#和载波、用于切换元件Qb的驱动波形、从转换装置1输出的AC电力的电流波形的命令值和实际测量值的曲线图。这些曲线图的水平轴指示时间，并且彼此一致。
如图12中所示，发现控制输出电流，使得其实际测量值Ia与命令值Ia*一致。
另外，发现控制升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时间段和单相位逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行切换操作的时间段，以在其间大体交替切换。
在本示例中，如图8的(a)中所示，控制升压电路，使得流入DC电抗器15的电流与基于以上的表达式(7)计算的电流命令值Iin*一致。结果，升压电路和单相位逆变器电路的电压具有如图8的(b)中所示的波形，并且变得可以执行操作使得升压电路10和单相位逆变器电路11的高频切换操作具有各自的停止时间段并且大体交替执行切换操作。
理想地，优选地，升压电路10和单相位逆变器电路11“交替”执行高频切换，使得它们的高频切换的各自时间段彼此没有重叠。然而，实际上，即使这两个时间段彼此稍有重叠，只要针对升压电路10和单相位逆变器电路11中的每一个设置停止时间段，也可减少损耗，从而导致效率增强。
[1.3.输出AC电力的电流相位]
本示例的升压电路10和单相位逆变器电路11通过控制单元12的控制将具有近似于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC电力输出到连接在后一级的滤波器电路21。转换装置1借助滤波器电路21将AC电力输出到***相位电源3p。
这里，通过控制处理单元30产生逆变器输出电压命令值Vinv*，使其具有领先***相位电源3p的电压相位几度的电压相位，如上所述。
因此，通过升压电路10和单相位逆变器电路11输出的AC电压也具有领先***相位电源3p的电压相位几度的电压相位。
结果，来自升压电路10和单相位逆变器电路11的AC电压被提供到滤波器电路21的AC电抗器22(图2)的一端，并且***相位电源3p的电压被施加到另一端。因此，具有彼此偏移几度的相位的电压被施加到AC电抗器22的各个端。
在图13中，(a)是示出从单相位逆变器电路11输出的AC电压、***相位电源3p、AC电抗器22的两端之间的电压的电压波形的曲线图。在图13的(a)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。
如图13的(a)中所示，当具有彼此偏移几度的相位的电压被施加到AC电抗器22的各个端时，AC电抗器22的两端之间的电压等于施加到AC电抗器22的各个端并且具有彼此偏移几度的相位的电压之间的差异。
因此，如图13的(a)中所示，AC电抗器22的两端之间的电压的相位领先***相位电源3p的电压的相位几乎90度。
在图13中，(b)是示出流入AC电抗器22的电流的波形的曲线图。在图13的(b)中，垂直轴指示电流并且水平轴指示时间。图13的(b)中的水平轴与图13的(a)中的水平轴一致。
AC电抗器22的电流相位落后其电压相位90度。因此，如图13的(b)中所示，通过AC电抗器22输出的AC电力的电流相位与***相位电源3p的相位电压的相位几乎同步。
因此，尽管从单相位逆变器电路11输出的电压的相位领先***相位电源3p的相位几度，但从单相位逆变器电路11输出的电流的相位与***相位电源3p的相位电压的相位几乎一致。
因此，如图12中的最靠下曲线图中所示的，从转换装置1输出的电流波形的相位与***相位电源3p的电压相位几乎一致。
结果，可输出与***相位电源3p的电压几乎同相的AC电流，由此，可抑制AC电力的功率因素的减小。
<与光伏面板组合的示例>
图17是示出使用例如用于各相位的五个聚光器光伏(CPV)面板2C，即总共15个聚光器光伏面板2C的三相AC电源装置100的示意性连接示图。各聚光器光伏面板2C具有诸如布置成矩阵的多个菲涅尔透镜(Fresnel lense)的光学***，以将太阳光聚集在对应的太阳能蓄电池组电池上并且产生电力。另外，各聚光器光伏面板2C在背面上具有跟踪驱动装置(未示出)，因此聚光器光伏面板2C被构造成在白天期间一直指向太阳。
各聚光器光伏面板2C设置有转换装置1(电力调节器)。如果转换装置1的输出的各相位并联连接以得到发电的大输出并且实现与三相AC***3的***互连，则可得到光伏电站。这种电站可执行在白天期间具有高输出的相当稳定的发电，同时抑制功耗损耗。
<<AC-DC转换装置>>
[整个构造]
接下来，将描述执行从AC到DC的电力转换的转换装置的实施例。
图18是示出连接到三相AC***3的电力转换装置IP的电路图。电力转换装置IP由针对三相AC的各个相位设置的三个转换装置(第一相位转换装置、第二相位转换装置、第三相位转换装置)1构成。
转换装置1接收相对于三相AC***3的中性点N的各个相位电压。DC单元2x连接到各转换装置1的输出端。这个电力转换***可将三相AC***3提供的电力从AC转换成DC，并且将转换后的电力供应到DC单元2x。DC单元2x是诸如蓄电池的DC电源、或通过DC电流进行操作的DC装置。光伏面板也是一种DC单元2x。
这三个DC单元2x是彼此独立的关系，没有共享正端子或负端子。
转换装置1包括：AC/DC转换电路(单相位电力转换电路)11，其将从三相AC***3接收的AC电力转换成DC电力；降压电路(DC/DC转换电路)10，其将AC/DC转换电路11的输出电压降压；控制单元12(图18中未示出)，其控制这些电路10和11的操作；电容器19、23和26；以及AC电抗器22。转换装置1的电路与图1的不同之处在于，使用FET作为AC/DC转换电路11中的切换元件，但其他构造是相同的。
图19是转换装置1的电路图的示例。与图2的不同之处在于，用DC单元2x取代图2中的光伏面板2并且使用FET作为AC/DC转换电路11中的切换元件。就功能而言，用降压电路10取代图2中的升压电路10，并且对应于图2中的单相位逆变器电路11的电路是还可与AC电抗器22协作地执行升压操作的AC/DC转换电路11，但切换元件的构造是相同的。
转换装置1的其他构造与图2中基本上相同。因此，图19中的转换装置1具有双向性质，并且能够当连接光伏面板时执行与图2中的转换装置1相同的操作。如果DC单元2x是蓄电池，则可以通过将DC电力转换成AC电力来执行自发操作。
这里，将描述在DC单元2x是蓄电池的情况下的转换装置1的操作。
在基于商用AC***3的AC电力对蓄电池进行充电的情况下，控制单元12可通过控制切换元件Q1至Q4的操作来执行同步整流。另外，通过在存在AC电抗器22的情况下执行PWM控制，控制单元12可在执行升压操作的同时执行整流。因此，AC/DC转换电路11将从商用AC***3提供的AC电力转换成DC电力。
降压电路10形成降压斩波电路。由控制器12来控制切换元件Qb和Qa。
控制降压电路10的切换操作，使得降压电路10执行切换操作的时间段和AC/DC转换电路11执行切换操作的时间段交替切换。因此，在AC/DC转换电路11执行切换操作的时间段期间，降压电路10将降压后的电压输出到蓄电池，并且在降压电路10停止切换操作(切换元件Qb截止并且切换元件Qa导通)的时间段期间，降压电路10借助DC电抗器15将从AC/DC转换电路11输出并且输入降压电路10的DC电压提供到蓄电池。
[电压波形的概况]
图20是概念上示出转换装置1的操作的电压波形图。
在图20中，(a)示出针对AC/DC转换电路11的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的示例。这大体对应于基于商用AC的全波整流波形。双点划线指示用于充电的DC电压Vg。如图20的(b)中所示，在DC电压Vg高于AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的时间段(从t0至t1，从t2至t3，从t4起)期间，AC/DC转换电路11执行切换操作并且与AC电抗器22协作地执行升压操作。
同时，在这些时间段(从t0至t1，从t2至t3，从t4起)期间，在降压电路10中，切换元件Qb截止并且切换元件Qa导通，并且降压电路10停止降压操作。注意的是，图20的(b)中示出的细条带实际上是PWM脉冲串，并且其占空比按照AC输入电压目标值Vinv*的绝对值而变化。因此，如果这种状态下的电压被施加到DC/DC转换电路，则DC/DC转换电路的输入电压——即，电容器19的电压——具有如图20的(c)中所示的波形。
另一方面，在DC电压Vg低于AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的时间段(从t1至t2、从t3至t4)期间，AC/DC转换电路11停止切换，替代地，降压电路10进行操作。这里提到的切换意指例如大约20kHz的高频切换，并不意指在用于执行同步整流的这种低频(商用频率的两倍高)下进行切换。即使由于AC/DC转换电路11中的切换停止而导致切换元件Q1至Q4都截止，通过切换元件Q1至Q4中包括的二极管整流的电压被输入降压电路10。这里，为了降低导通损耗，优选地执行同步整流。
在AC/DC转换电路11中，在执行同步整流的情况下，通过控制单元12的控制，在AC/DC转换电路11中的电流的符号为正的时间段期间，切换元件Q1和Q4导通并且切换元件Q2和Q3截止，并且AC/DC转换电路11中的电流的符号为负的时间段期间，这些切换元件的导通和截止被反转。反转的频率是商用频率的两倍高，因此相比于高频切换频率，非常低。因此，由于导通/截止反转导致的损耗极小。
同时，在时间段(从t1至t2、从t3至t4)期间，降压电路10执行降压操作。图20的(d)中示出的细条带实际上是PWM脉冲串，并且其占空比按照AC输入电压目标值Vinv*的绝对值而变化。降压操作的结果是，得到图20的(e)中示出的所需DC电压Vg。
如上所述，仅仅在基于AC电压的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值低于DC电压Vg的时间段期间，AC/DC转换电路11进行操作，并且在其他时间段期间，AC/DC转换电路11中的切换停止，由此AC/DC转换电路11中的切换损耗可减少。
类似地，仅仅在AC输入电压目标值Vinv*的绝对值高于DC电压Vg的时间段期间，降压电路10进行操作，并且在其他时间段期间，降压电路10中的切换停止，由此降压电路10中的切换损耗可减少。
因此，AC/DC转换电路11和降压电路10交替执行切换操作，并且当其中一个操作时，另一个停止切换。也就是说，对于AC/DC转换电路11和降压电路10中的每一个，出现切换停止的时间段。另外，由于AC/DC转换电路11在除了AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的峰值及其附近的区域中进行操作，因此使AC/DC转换电路11执行切换的电压相对低。这也有助于切换损耗减少。因此，整体的转换装置1中的切换损耗可大幅减少。
[对控制的说明]
为了控制转换装置1，可应用通过图2中的转换装置1的***互连中的控制方向反转而得到的类似控制相同的构思。
转换装置1中的各种值和与其对应的转换装置1中的各种值如下。
Ia*：来自***相位电源3p的输入电流的目标值
Iin：降压电路电流检测值
Iin*：降压电路电流目标值
Iinv*：到AC/DC转换电路11的AC输入电流的目标值
Ig*：到蓄电池的DC输入电流的目标值
Ic：流过电容器19的电流
Ica：流过电容器23的电流
Va：***电压检测值
Vg：蓄电池电压值
Vinv*：到AC/DC转换电路11的AC输入电压的目标值
Vo*：到降压电路10的输入电压的目标值
Pin：到蓄电池的输入功率
PLOSS：转换装置1中的功率损耗
η：转换装置1中的电力转换效率
因此，可以针对图2中的转换装置1等应用对应于以上提到的表达式(1)至(8)的以下关系。
如下地表达与表达式(1)对应的、到蓄电池的输入功率Pin的平均值<Pin>。
<Pin>＝<Iin×Vg>...(R1)
如下地表达与表达式(2)对应的、来自***相位电源3p的输入电流的目标值的平均值<Ia*>。
<Ia*>＝<Ig*×Vg>/(η×<Va>)...(R2)
如下地表达与表达式(3)对应的输入电流目标值Ia*。
Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(R3)
如下地表达与表达式(4)对应的AC输入电流目标值Iinv*。
Iinv*＝Ia*-s CaVa...(R4)
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(R4)。
Iinv*＝Ia*-Ca×(d Va/dt)...(R4a)
如果检测流过电容器23的电流并且用Ica指代检测到的电流，则得到以下的表达式。
Iinv*＝Ia*-Ica...(R4b)
如下地表达对应于表达式(5)的AC输入电压目标值Vinv*。
Vinv*＝Va-Za Iinv*...(R5)
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(R5)。
Vinv*＝Va-{RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(R5a)
如上所述，作为AC侧目标值的AC/DC转换电路11的输入目标值(Iinv*、Vinv*)被设置在AC/DC转换电路11和滤波器电路21之间的电路连接点。因此，如执行***互连的情况中一样，目标值的设置点移动到***相位电源3p和转换装置1之间的电路连接点的前一级(AC/DC转换电路11侧)。通过这种可以说“逆”***互连，执行AC和DC之间的合适互连。
至于对应于表达式(6)的降压电路10的输入电压目标值Vo*，用Vgr(即，(Vg-Z Iin))取代表达式(6)中的Vgf(即，(Vg+ZIin))，以得到下面的表达式。
Vo*＝Max(Vg+Z Iin，Vinv*的绝对值)...(R6)
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(R6)。
Vo*＝Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt)，Vinv*的绝对值)...(R6a)
如下地表达降压电路电流目标值Iin*。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7)
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上的表达式(R7)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(dIin/dt))...(R7a)
如果检测流过电容器19的电流并且用Ic指代检测到的电流，则得到下面的表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7b)
在表达式(R7)、(R7a)和(R7b)中，与AC输入电流目标值Iinv*和AC输入电压目标值Vinv*的乘积相加的项是在考虑到经过电容器19的无功功率的情况下相加的值。也就是说，通过除了AC/DC转换电路11的功率目标值之外还考虑无功功率，允许更准确地计算Iin*的值。
另外，如果预先测量转换装置1的功率损耗PLOSS，则可如下地表达以上的表达式(R7a)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7c)
类似地，可如下地表达以上的表达式(R7b)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7d)
在这种情况下，通过除了AC/DC转换电路11的功率目标值之外还考虑无功功率和功率损耗PLOSS，允许更严格地计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损耗PLOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，则得到下面的表达式(R8)。可使用通过这个表达式(R8)计算出的Iin*作为表达式(R6)、(R6a)、(R7)、(R7a)、(R7b)、(R7c)和(R7d)的右手侧中包含的Iin。
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(R8)
如上所述，控制单元12执行控制，使得降压电路10在输出与针对AC/DC转换电路11的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值高于DC电压(Vg+Z Iin)的部分对应的电压的情况下操作，并且AC/DC转换电路11在输出与针对AC/DC转换电路11的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值低于DC电压(Vg+Z Iin)的部分对应的电压的情况下操作。因此，AC/DC转换电路11升压的电势差可减少，并且由于AC/DC转换电路11和降压电路10的切换而导致的损耗减少，由此可以以增大的效率输出DC电力。
另外，由于降压电路10和AC/DC转换电路11基于通过控制单元12设置的目标值进行操作，因此即使执行操作以在这两个电路之间交替切换高频切换时间段，也可抑制输入AC/DC转换电路11的AC电流中出现相位偏差或失真，
另外，如上所述，转换装置1可执行与图2中的转换装置1等相同的***互连操作。因此，可以实现可在执行***互连的DC/AC转换和AC/DC转换这两个方面上使用的有效转换装置。
在以上的描述中，已经假定DC单元2x是蓄电池。然而，即使当用DC装置代替蓄电池时，也执行相同控制。
[其他]
在图18和图19中，已经示出使用FET作为构成AC/DC转换电路11的切换元件的示例。然而，可使用IGBT来替代FET。在IGBT的情况下，不可执行同步整流。因此，在IGBT的情况下，当停止AC/DC转换电路11的高频切换时，AC/DC转换电路11通过元件中包括的二极管像全桥整流电路一样操作。
另外，由于图19中的转换装置1既可用于从DC到AC的方向又可用于从AC到DC的方向，因此可预备多种DC单元2x并且以切换方式连接这些DC单元2x。例如，在白天期间，光伏面板可作为DC单元2x连接，以执行***互连和出售电力，并且在晚上期间，蓄电池或DC装置可作为DC单元2x连接。
<<其他变形形式>>
[公共DC单元和隔离变压器]
在图18中，已经示出三个DC单元2x彼此独立的示例。在这种情况下，DC单元2x的电气规范可互不相同。例如，可使用具有互不相同的电压的DC单元2x。另一方面，DC单元可被集成为一个单元，以便在各个相位的转换装置1之间是公共的。
图21是使用这种公共DC单元2x的情况下的电路图。在这种情况下，隔离变压器60设置在电力转换装置1P和三相AC***3之间。尽管需要隔离变压器60，但优点是DC单元2x可被集成为一个单元。因此，例如，在DC单元2x是蓄电池的情况下，其容量可被设置成合适值，没有浪费。
[三个独立DC单元+三相三线连接]
在图18中，已经示出带有中性点的三相四线连接(三相AC***被Y连接)的示例。然而，可使用不带中性点的三相三线连接(三相AC***被Δ连接)。
图22是这种三相三线连接的情况下的电路图。在这种情况下，三个转换装置1的输出连接到Δ连接的三相AC***3的***线间电源3p(R)、3p(S)和3p(T)。在这种情况下，相比于三相四线连接的情况，转换装置1侧所需的耐压性质相对增加，但是如果例如三相AC***3的电压是200V，则可没有任何特别问题地采用这种电路构造。
[公共DC单元+隔离变压器+三相三线连接]
图23是其中设置公共DC单元2x，设置隔离变压器60并且使用三相三线连接的电路图。
<<补充>>
注意的是，本文中公开的实施例在所有方面都只是例示性的，不应该被实现为是限制性的。本发明的范围由权利要求书的范围限定并且旨在包括与权利要求书的范围和该范围内的所有修改形式等同的含义。
参考符号列表
1 转换装置
1P 电力转换装置
2 光伏面板(DC电源)
2x DC单元
2C 聚光器光伏面板
3 三相AC***
3p ***相位电源，***线间电源
10 升压电路，降压电路(DC/DC转换电路)
11 单相位逆变器电路，AC/DC转换电路(单相位电力转换电路)
12 控制单元
15 DC电抗器
17 电压传感器
18 电流传感器
19 电容器
21 滤波器电路
22 AC电抗器
23 电容器
24 电流传感器
25 电压传感器
26 电容器
30 控制处理单元
32 电路控制单元
33 电路控制单元
34 求平均处理单元
41 第一计算部
42 第一加法器
43 补偿器
44 第二加法器
51 第二计算部
52 第三加法器
53 补偿器
54 第四加法器
60 隔离变压器
100 三相AC电源装置
LB DC总线
Lin电路径
Q1至Q4、Qa、Qb 切换元件

Claims (13)

1.一种电力转换装置，所述电力转换装置将电力在DC单元和三相AC之间转换，所述电力转换装置包括：
第一相位转换装置，所述第一相位转换装置被构造成借助第一电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第一相位之间转换；
第二相位转换装置，所述第二相位转换装置被构造成借助第二电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第二相位之间转换；
第三相位转换装置，所述第三相位转换装置被构造成借助第三电抗器将电力在所述DC单元和所述三相AC的第三相位之间转换；以及
控制单元，所述控制单元被构造成控制所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置，其中
所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置每一个都包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路，并且
对于所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置中的每一个，
当所述AC的电压目标值的绝对值超过每一个DC单元的DC电压时，所述控制单元使所述DC/DC转换电路进行操作以实现所述电压目标值的绝对值，并且使所述单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，并且
当所述电压目标值的绝对值小于所述DC电压时，所述控制单元停止所述DC/DC转换电路的操作，并且使所述单相位电力转换电路进行操作以实现所述电压目标值。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中
在所述第一电抗器、所述第二电抗器和所述第三电抗器之后的每一级，设置输出平滑电容器，
在所述DC/DC转换电路和所述单相位电力转换电路之间，设置平滑电容器，并且
对于所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置中的每一个，所述控制单元基于以下来控制所述AC电力的输出：基于来自对应DC单元的输入电力的值和所述三相AC的相位电压的值得到的输出电流目标值；以及由表示DC/DC转换电路的电流目标值Iin*的以下表达式计算的对应DC/DC转换电路的所述电流目标值：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC，
所述单相位电力转换电路的所述电流目标值Iinv*被表示如下：
Iinv*＝Ia*+s CaVa，
其中
Ia*是所述输出电流目标值，
Vinv*是所述单相位电力转换电路的电压目标值，
Ca是所述输出平滑电容器的静电电容，
Va是所述三相AC的相位电压的电压值，
C是设置在所述DC/DC转换电路和所述单相位电力转换电路之间的所述平滑电容器的静电电容，
Vo*是所述DC/DC转换电路的电压目标值，
VDC是DC输入电压值，
s是拉普拉斯算子。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中
所述控制单元通过以下表达式计算所述单相位电力转换电路的所述电压目标值Vinv*作为所述DC/DC转换电路的所述电压目标值：
Vinv*＝Va+s LaIinv*，
其中La是在所述第一电抗器、所述第二电抗器和所述第三电抗器之间公共的电感。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力转换装置，其中
所述DC单元由分别为所述第一相位、所述第二相位和所述第三相位设置的第一DC单元、第二DC单元和第三DC单元构成，并且所述各DC单元彼此独立，而不共享正端子或负端子。
5.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力转换装置，其中
所述DC单元是在所述第一相位、所述第二相位和所述第三相位之间公共的一个单元，并且在所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置与所述三相AC的各自相位之间，设置隔离变压器。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的电力转换装置，其中
所述电力转换装置按三相四线连接或三相三线连接中的任一连接方式连接到所述三相AC。
7.一种三相AC电源装置，包括：
DC电源；
第一相位转换装置，所述第一相位转换装置被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第一电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第一相位；
第二相位转换装置，所述第二相位转换装置被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第二电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第二相位；
第三相位转换装置，所述第三相位转换装置被构造成基于从所述DC电源输入的DC电力，借助第三电抗器将AC电力供应到所述三相AC的第三相位；以及
控制单元，所述控制单元被构造成控制所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置，其中
所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置每一个都包括DC/DC转换电路和单相位电力转换电路，并且
对于所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置中的每一个，
当要输出的所述AC的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，所述控制单元使所述DC/DC转换电路进行操作以产生所述电压目标值的绝对值，并且使所述单相位电力转换电路仅执行必要的极性反转，并且
当所述电压目标值的绝对值小于输入的所述DC电压时，所述控制单元停止所述DC/DC转换电路的操作，并且使所述单相位电力转换电路进行操作以产生所述电压目标值。
8.根据权利要求7所述的三相AC电源装置，其中
所述DC电源由分别为所述第一相位、所述第二相位和所述第三相位设置的第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源构成，并且所述各DC电源彼此独立，而不共享正端子或负端子。
9.根据权利要求7所述的三相AC电源装置，其中
所述DC电源是在所述第一相位、所述第二相位和所述第三相位之间公共的一个电源，并且在所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置与所述三相AC的各自相位之间，设置隔离变压器。
10.根据权利要求7至9中的任一项所述的三相AC电源装置，其中
所述第一相位转换装置、所述第二相位转换装置和所述第三相位转换装置按三相四线连接或三相三线连接中的任一连接方式连接到所述三相AC。
11.根据权利要求7至10中的任一项所述的三相AC电源装置，其中
所述第一DC电源、所述第二DC电源和所述第三DC电源中的每一个是被构造成进行操作以跟踪太阳的聚光器光伏面板。
12.根据权利要求7所述的三相AC电源装置，其中
所述三相AC电源装置与三相AC******互连。
13.根据权利要求7所述的三相AC电源装置，其中
所述三相AC电源装置被构造成通过自发操作来输出所述三相AC。
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