CN105765850B - 被配置用于限制切换过压的电力变换器 - Google Patents

被配置用于限制切换过压的电力变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN105765850B
CN105765850B CN201480065381.XA CN201480065381A CN105765850B CN 105765850 B CN105765850 B CN 105765850B CN 201480065381 A CN201480065381 A CN 201480065381A CN 105765850 B CN105765850 B CN 105765850B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
battery
commutation
gate drivers
power converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201480065381.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN105765850A (zh
Inventor
J-M·西尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dana TM4 Inc
Original Assignee
TM4 Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TM4 Inc filed Critical TM4 Inc
Publication of CN105765850A publication Critical patent/CN105765850A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105765850B publication Critical patent/CN105765850B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08128—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本公开涉及被配置用于限制切换过压的电力变换器。该电力变换器包括一对换向电池。每一换向电池包括电力电子开关和与该电力电子开关的栅极连接的栅极驱动器。第一换向电池的栅极驱动器的基准连接到电力变换器的地，而第二换向电池的栅极驱动器的基准连接到第一换向电池的电力电子开关的集电极。通过使用单一电压电源或通过将双电压电源的负电压连接连接到地，第二换向电池的栅极驱动器不具有负电压电力输入。

Description

被配置用于限制切换过压的电力变换器
技术领域
本公开涉及电力电子装置的领域。更具体地，本公开涉及被配置用于限制切换过压的电力变换器。
背景技术
换向电池(commutation cells)通常在需要电压源的变换的电子***中使用，该电子***包括DC-DC变换器和DC-AC变换器两者，所述变换器通常被称为逆变器。具有为电力变换器电路(诸如在电力和/或电力混合汽车应用中使用的电路)预留的有限空间，并且给定半导体的高成本，对于这些换向电池的集成的需求增加。
降低电力变换器电路中半导体占用的空间的已知方式是增加它们的效率，以允许降低冷却表面的尺寸。
传统电力变换器电路中存在的电力电子开关中的损耗主要由两个来源引起；传导损耗和切换损耗。降低切换损耗的一种方式一般通过加速电力电子开关的接通和关断。然而，电力电子开关的快速关断生成它们的高频环路的杂散电感中的过压。由此通常需要减慢电力电子开关的关断，以保护它们免受过压。这可严重影响传统电力变换器电路的总体效率。
图1是诸如在传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向电池的理想化电路图。换向电池10将来自电压源12(或来自电容器)的DC电压Vbus变换为通常生成对于负载14合适的电压Vout的电流源Iout(或电感)，所述负载14可以是阻性负载、电机等。换向电池10包括续流二极管16和受控电力电子开关18，例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)。使用电容器20(Cin)来限制电压源12的电压Vbus的变化，并且使用电感器21来限制输出电流Iout的变化。栅极驱动器(图1中未示出但是后面图上示出)控制电力电子开关18的接通和关断。图1图示了换向电池10、负载14、和电压源12的配置，其中能量从电压源12流到负载14，即在图上从左到右。换向电池10也能在其中能量按照相对方向流动的相反配置中使用。
当接通时，电力电子开关18允许电流经过其从其集电极22流到其发射极24；这时，电力电子开关18能被近似为闭合电路。当关断时，电力电子开关18不允许电流流经并成为开路。
栅极驱动器在电力电子开关18的栅极26和发射极24之间施加可变控制电压。对于诸如双极晶体管的一些类型的电力电子开关，栅极驱动器可担当电流源代替电压源。一般来说，当栅极26和发射极24之间施加的电压为“高”时，电力电子开关18允许从集电极22到发射极24的电流经过。当栅极26和发射极24之间施加的电压为“低”时，电力电子开关18阻止电流经过。更详细地，栅极26和发射极24之间的压差(标注为Vge)由栅极驱动器控制。当Vge大于电力电子开关18的阈值Vge(th)时，开关18接通并且集电极22和发射极24之间的电压Vce变为接近零。当Vge低于Vge(th)时，电力电子开关18关断并且Vce最终达到Vbus。
当电力电子开关18接通时，电流Iout从电压源12(并暂时从电容器20)流经负载14并流经集电极22和发射极24。当电力电子开关18关断时，电流Iout从负载14循环并在续流二极管16中经过。由此可观察到，电力电子开关18和续流二极管16级联操作。按照高频率的电力电子开关18的接通和关断允许输出电感Lout32中的电流Iout保持相当恒定。
应观察到，在其他电力电子开关类型(例如，双极晶体管)的情况下，术语“栅极”可由“基极”替换，与电压控制的栅极相对，基极由电流控制。这些区别不改变换向电池10的总体操作原理。
图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向电池的另一电路图。与图1的理想化模型相反，实际换向电池的组件之间的连接定义寄生电感。尽管寄生电感分布在换向电池10内的各个地点，但是图2中呈现的适当模型示出了代表总体寄生电感的两(2)个区别电感，包括电力电子开关18的发射极电感30、和代表由续流二极管16、电力电子开关18和电容器20形成的高频环路36周围的所有其他寄生电感(除了发射极电感30之外)的电感34。高频环路36是其中在电力电子开关18的切换时电流显著改变的路径。应注意到，输出电感Lout32不是高频环路的一部分，因为其电流贯穿换向周期保持相当恒定。
图3是进一步示出了栅极驱动器40的传统换向电池的电路图。为了简化说明，换向电池10的一些元件没有在图3上示出。图3进一步示出了具有正电源电压42和负电源电压44的栅极驱动器40，栅极驱动器40的输出46经由栅极电阻器Rg连接到电力电子开关18的栅极26。栅极驱动器40的正电源电压42具有标注为+Vcc的值，例如地基准(后面图中示出)之上的+15伏，而负电源电压44具有标注为-Vdd的值，例如地基准之下的-5伏。栅极驱动器40的输入50连接到换向电池10的控制器(未示出)，如本领域公知的那样。栅极驱动器40的输出46处的电压增大到+Vcc并降低到-Vdd，以便控制栅极26处的电压。栅极26到发射极的输入电阻可非常高，特别是在IGBT的情况下。然而，当栅极驱动器40在+Vcc和-Vdd之间交替时，在栅极22和发射极24之间存在的寄生密勒电容Cge(后面图中示出)使得一些电流从输出46流出。作为电力电子开关18的寄生电容Cge和期望切换速率的函数来选择栅极电阻器的值Rg，使得栅极26处的电压按照对于期望切换速率合适的速率改变。
在图3上，流经电力电子开关18和发射极寄生电感30的电流Iigbt，当电力电子开关18闭合时，本质上等于Iout，并且当电力电子开关18断开时，迅速降低为零(基本上)。
当电力电子开关18接通或关断时，流经其的电流Iigbt按照快速率增加或减少。Iigbt的这些变化(标注为di/dt)根据公知公式(1)生成电感30和34两端的电压：
其中VL是电感两端感应的电压并且L是电感值。
在寄生电感34两端生成电压VLs，并且在发射极寄生电感30两端生成电压VLe。在图2和3上，当Iigbt电流非常快地减少、di/dt由此取负值时，包括发射极电感30的高频环路电感34两端示出的极性反映在电力电子开关18关断时获得的电压。在电力电子开关18的接通时，包括发射极电感30的高频环路电感34两端的电压处于相反方向。
这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串联。当电力电子开关18关断时，集电极22到发射极24电压增加，直到续流二极管16接通为止。那时，Vbus、VLs和VLe的相加导致在电力电子开关18的集电极22和发射极24之间施加的重要过压。尽管电力电子开关被额定(rated)在某一电压电平用于操作，但是极度过压能降低任何电力电子开关的寿命，由此导致其早熟故障或甚至破坏该装置。
图4是由两个传统换向电池形成的传统IGBT腿的电路图。在图1-3的以上描述中引入的两个换向电池10(其中将IGBT用作在图4的示例中的电力电子开关18)在单一环路中连接以形成IGBT腿70。如图4上所示，两个栅极驱动器40具有与+15V和-5V电源(未示出)连接的正和负电源电压。在传统IGBT腿70中，向IGBT之一的栅极驱动器40施加负电压(例如，-5V)减慢其关断，而相对IGBT正被接通。
第一电力电子开关(底部IGBT Q1)与第一续流二极管(顶部续流二极管D2)级联操作，而第二电力电子开关(顶部IGBT Q2)与另一续流二极管(底部续流二极管D1)级联操作。每一IGBT具有其自己的栅极驱动器40。电压源(未示出)与经由寄生电感Lc连接到IGBT腿70的输入电容20(Cin)并行地提供电压Vbus。电力变换器的线、连接、去耦电容器和电路板轨迹中固有提供的电感已在图4中表示。用于从电池(没有示出)为三相电机(也未示出)供电所使用的三相电力变换器将包括图4上示出的三(3)个IGBT腿70。由于认为这样的电力变换器是公知的，所以这里不进一步详细描述它们。
能从图4中看到的是，每一栅极驱动器的基准连接到IGBT Q1和Q2的发射极(典型已知为IGBT Q1和Q2的逻辑管脚)。为了简明的目的，图4的描述集中于包括底部IGBT Q1的其底部部分。
图2和3的以上描述中讨论的电力电子开关18上的过压效应也应用到IGBT Q1和Q2。
当底部IGBT Q1关断时，在过压周期期间，电流从底部IGBT Q1传输到顶部续流二极管D2。适当选择的IGBT能够支持在IGBT腿70中存在的各个寄生电感(Lc、L+Vbus、Lc-high、Le-high、Lc-low、Le-low和L-Vbus)两端的电流变化(di/dt)所创建的过压。事实上，由于电感对抗其中的电流的改变，所以加性电压在IGBT腿70中发展，如同图4上示出的寄生电感的极性所图示的那样。向源极的电压Vbus添加的这些电压通常导致超出底部IGBT Q1的最大集电极到发射极电压Vce等级(rating)的电压。顶部IGBT Q2经受相同问题。
图5是示出了图4的IGBT的关断时的电流和电压波形的图。在关断处示出了IGBTQ1的集电极到发射极电压Vce、栅极到发射极电压Vce和从集电极流到发射极的电流I。可观察到，在关断时，存在源极的电压Vbus之上的的Vce的主要过压(峰值)。
存在意欲通过减慢栅极-发射极电压的斜率来限制电力电子开关中的过压的方案。然而，过压的过分限制能暗示电流的较长切换时间，这降低了换向电池性能。
而且，当电力电子开关18接通时，电流开始在集电极22和发射极24之间流动。流经续流二极管16的电流并发减少，直到整个电流Iout流经电力电子开关18为止。称为恢复电流的附加电流在电力电子开关18中循环，使得一些电流沿着续流二极管16的相反方向循环，直到去除了其交叉点(junction)上沉积的所有电荷为止。续流二极管16然后关断，允许电压在其上增强(build)，同时电力电子开关18的集电极22和发射极24之间的电压降低到基本为零。当续流二极管16阻断时，反向流动的电流引起突发电压增加，进而引起续流二极管16的寄生电容(未明确示出)与高频环路36的电感30和34之间的振荡。
由此有趣的是，当接通电力电子开关18时控制di/dt，因为电压的过分突然下降能在相对电力电子开关(未示出)的栅极中注入电流，促使相对电力电子开关变为导通，同时电力电子开关18仍然导通。di/dt还生成重要和不期望的电磁干扰(EMI)。
所以，存在对于能够降低在电力变换器中的切换时发生的过压的电路的需求。
发明内容
根据本公开，提供了一种被配置用于限制切换过压的电力变换器。该电力变换器包括一对换向电池。每一换向电池包括电力电子开关和与电力电子开关的栅极连接的栅极驱动器。第一换向电池的栅极驱动器的基准连接到电力变换器的地。第二换向电池的栅极驱动器的基准连接到第一换向电池的电力电子开关的集电极。电力电子开关的栅极驱动器具有单一电压电源。
在阅读参考附图仅作为示例给出的其示意性实施例的以下非限制性描述时，前述和其它特征将变得更清楚。
附图说明
将参考附图仅作为示例描述本公开的实施例，其中：
图1是诸如传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向电池的理想化电路图；
图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向电池的另一电路图。
图3是进一步示出了栅极驱动器的传统换向电池的电路图；
图4是由两个传统换向电池形成的传统IGBT腿的电路图；
图5是示出了图4的IGBT的关断时的电流和电压波形的图；
图6根据实施例的具有在寄生(杂散)发射极电感两端连接的电阻分压器的IGBT腿的电路图；
图7是示出了具有500伏总线电压的图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图；
图8是示出了图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图，电阻分压器被调整用于短路条件下的300伏的最大总线电压；和
图9是包括密勒电容的IGBT电容的示意性表示。
相同的附图标记在各个图中表示相同特征。
具体实施方式
本公开的各个方面一般针对在切换时在电力变换器中存在的过压的问题的一个或多个。
可操作来限制换向电池中的过压的电路(特别在IGBT关断时)在国际专利公开号WO 2013/082705 A1中、国际专利申请号PCT/CA2013/000805中、美国临时申请号61/808,254、61/898,502和61/904,038号中、和在http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013- Jean_Marc_Cyr-TM4.pdf可得的“Reducing switching losses and increasing IGBTdrive efficiency with ReflexTM gate driver technology”中进行了描述，其全部作者为Jean-Marc Cyr等，这里通过引用合并它们的公开。
本技术提供在换向电池的电力电子开关的关断时对于过压和切换损耗的控制。这里呈现的电路和方法一般与在电力电子开关的关断时限制过压的其它方案兼容。
在换向电池中，电力电子开关的关断时的di/dt生成换向电池的高频环路的杂散电感两端的电压。除了向换向电池提供电力的总线电压之外，该电压施加在电力电子开关两端。已提出了基于向电力电子开关的栅极驱动器注入电力电子开关两端呈现的过压的样本的方案。当一对电力电子开关串联连接时，作为“顶部”电力电子开关的发射极和“底部”电力电子开关的集电极存在的寄生电感可以不足以提供在顶部电力电子开关中存在的过压的充分样本。改进包括使用具有用于驱动顶部电力电子开关的单一正电压电源的栅极驱动器。栅极驱动器向接通时的顶部电力电子开关的栅极初始施加零电压，降低关断其所需的电压摆动。
这里公开的技术将主要与绝缘栅双极晶体管(IGBT)的使用相关地描述。以下描述中提到IGBT为了示意性目的，并不打算限制本公开。相同技术可等同应用到使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极晶体管和类似电力电子开关构造的换向电池。
一般来说，通过将栅极驱动器的基准从图4的发射极(逻辑管脚)改变为地总线(用于底部IGBT Q1)和底部IGBT的集电极(用于顶部IGBT Q2)，可能在关断期间减少Vce的该过压。因为可用寄生电感不类似分布在顶部和底部IGBT周围，所以变型进一步提出修改向接通时的顶部IGBT的栅极施加的电压。
换言之，已开发了用于将栅极驱动器的基准连接到IGBT的电力标签(tab)的技术，该电力标签自己连接到电源而不是逻辑管脚。发射极电感两端的电压被注入到栅极驱动器中，以创建在IGBT的发射极处的负电压，以减慢Vge的负斜率，如下面将讨论的那样。结果是没有任何延迟和di/dt限制的、对于栅极电压的直接动作。
因为不存在商业IGBT模块的发射极的逻辑和电力连接之间的最佳发射极电感，所以本公开引入这样的技术，其被开发以使用电阻分压器优化在栅极驱动电路中注入的过压的样本。图6是根据实施例的具有在寄生(杂散)发射极电感两端连接的电阻分压器的IGBT腿的电路图。一般，图6示出了具有串联连接的一对换向电池的电力变换器，每一换向电池包括电力电子开关和栅极驱动器。电力变换器可例如是在降低IGBT上的过压的配置中的、包括与栅极驱动器60和62连接的补偿电路的IGBT腿90。图6引入了使用电阻分压器优化IGBT上的过压的补偿电路。
讨论图6的IGBT腿90的底部部分，底部IGBT Q1包括寄生集电极电感Lc-low、寄生发射极电感Le-low。底部IGBT Q1的栅极26经由电阻器R1连接到其栅极驱动器60。栅极驱动器60的基准52连接到补偿电路，该补偿电路具有包括两个电阻器R2和R3的电阻分压器电路、以及二极管D3，当底部IGBT Q1的发射极处的电压高于基准52时，通过短路电阻器R2而允许不影响接通。在接通IGBT Q1时二极管D3正导通，因为IGBT Q1中的电流的方向促使电压在发射极24处比在基准52处更高。相反，在关断IGBT Q1时二极管D3不导通，因为发射极22处的压降引起二极管D3两端的负电压的施加。应注意的是，尽管电阻器R2和R3被示出为连接在两个寄生电感Le-low和L-Vbus两端，但是它们仍可以替代仅连接在寄生电感Le-low两端，假使该寄生电感是充分的并且该连接可用。
在图6的电路中，根据在底部IGBT Q1两端允许的可接受过压电平，来选择电阻器R2和R3的值。图7是示出了具有大约500伏总线电压的图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图。图8是示出了图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图，电阻分压器被调整用于短路条件下的300伏的最大总线电压。R2对R3的比率增加以降低过压。设置与栅极驱动器电阻器R1串联的这两个并行的电阻器R2和R3的值。根据适当换向行为按照传统方式，来调整栅极驱动器电阻器R1的值。
通过正确设置补偿电路的电阻器的值，可能降低发射极电感的效应，以得到允许因此改进效率的最大过压。
换言之，通过将电阻器分离为两个电阻器(包括与并联连接的R2和R3串联的R1)，并通过改编它们的比率以限制di/dt上的发射极电感的效应，已修改了正常实践，该实践在于使用栅极驱动器的地连接中的电阻器R1来限制二极管中的电流，所述二极管在上部IGBT关断时，保护下部IGBT的栅极驱动器免受负电压。等效电阻值可维持相同，但是分压器给出发射极电感的期望权重，以将过压限制在期望电平。
能尽可能多地优化过压，以在为了效率原因维持di/dt的速度的同时，达到最大IGBT等级。这通过与R3(该电阻器连接到电力标签)相比降低R2(该电阻器连接到IGBT发射极)的值来进行。发射极电感两端的电压由此一分为二，并且仅逻辑电阻器两端的电压施加到栅极驱动电路中，以限制栅极压降。
图7和8两者示出了用于不同总线电压的、在图6的电路的关断期间的电流I以及电压Vge和Vce。可观察到在关断期间的Vce的过压大大降低(见稳定期92)。当通过***寄生电感Le-low两端的电压的样本而降低电压Vge的下降速率时，该稳定期92出现。
稳定期92的持续时间影响在IGBT的关断期间的换向电池的损耗。较长稳定期92带来较高损耗。因为同时限制过压及其长度的期望，所以过压稳定期92的方波形状是合适的。过压的固有(intrinsic)行为(自然反馈)给出该形状。
该技术对于底部IGBT Q1工作非常好，因为发射极电感Le-low足够大以提供好的过压采样。相反，对于顶部IGBT Q2，发射极电感Le-high通常具有太小的值而不能在不增加栅极电阻器R4的情况下适当箝位其两端的电压，以保护顶部IGBT Q2。实际上，顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high经常非常低而不能用来将顶部IGBT Q2两端的过压降低到安全电平。
事实上，因为IGBT模块的封装的局限，所以上部和下部半导体一般被封装为彼此靠近，这样上部IGBT Q2的发射极电感Le-high非常小，几nH的级别。换言之，因为除了下部IGBT Q1的逻辑发射极之外的仅连接点是-Vbus的电力标签，所以下部IGBT Q1的电感Le-low可是上部发射极电感Le-high的5倍那么大。-Vbus标签的连接高度传导，因为其长度和曲线。
上部发射极电感Le-high的比较小的值当没有附加修改地施加到顶部IGBT Q2时，可影响上述方案的有效性。
图9是包括密勒电容的IGBT电容的示意性表示。密勒电流200在密勒电容CCG中循环，引起其两端的电压变化dv/dt。密勒电流200在流经栅极电阻器R4的部分202和流经栅极到发射极寄生电容CGE的部分204之间分离。栅极驱动器努力将栅极到发射极电压Vge维持为关断状态，利用栅极电阻器R4接收(sinking)电流202。为此，栅极电阻器R4具有低值，以即使在存在密勒电流的情况下、也将栅极到发射极电压Vge保持在阈值电压Vge(th)之下。
参考图4，示出了典型IGBT腿，其中两个栅极驱动器40具有连接到+15V和-5V电源的正和负电源电压。每一发射极寄生电感Le-high和Le-low两端感应的电压通过当IGBT在它们的线性区域中操作时它们的栅极到发射极电压Vge与负电源电压(即，图4的典型情况下的-5V)之和驱动。图5示出了大约+7V的栅极到发射极电压Vge(在线性区域中)。结果，发射极寄生电感Le-high和Le-low两端感应的总电压达到+12V的平均值。相反，图7示出了用于两个IGBT的区别栅极到发射极电压Vge，仍然达到大约+7V(在线性区域中)，对于上部IGBT Q2下降到大约0V并且对于下部IGBT Q1下降到大约-5V。结果，发射极寄生电感Le-high两端感应的总电压达到+7V的平均值，而发射极寄生电感Le-low两端感应的总电压达到+12V的平均值。
如前面讨论的，顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high与底部IGBT Q1的发射极电感Le-low相比具有较小值。在图6的实施例中，与顶部IGBT Q2的栅极64连接的栅极驱动器62是单一电源栅极驱动器：代替使用具有-5V的负电源电压和+15V的正电源电压的传统双电源栅极驱动器(如图4的情况中)，栅极驱动器62通过+15V的单一正电源电压供电，其负电源电压被设置为0V，例如连接到地基准54。通过修改栅极驱动器62的负电源，在顶部IGBT Q2关断时在发射极电感Le-high中感应的电压能被维持为和+7V一样低，因为其没有和传统栅极驱动器的-5V求和，并且仍将顶部IGBT Q2的栅极到发射极电压Vge成功维持在线性区域中。结果，当栅极驱动器62的负电源为0V代替-5V时，过压的样本能被设置和12V相比和7V一样低。对于相同过压(对于相同di/dt)，顶部IGBT Q2的寄生发射极电感Le-high可仅为利用向栅极驱动器62的负电源施加的-5V所需要的寄生发射极电感的约60％(即，7/12)。总之，当使用图6的配置时，顶部IGBT Q2的较小寄生电感Le-high足以适当箝位顶部IGBT Q2两端的电压。
底部IGBT Q1的栅极驱动器60可以是使用-5V的负电源电压和+15V的正电源电压供电的双电源栅极驱动器，并且仍充分使用Le-low。然而，栅极驱动器60可以可选地使用单一电源，后一方案是立刻有效的并且更经济。
一般来说，在传统电力变换器的情况下，需要顶部IGBT Q2的栅极驱动器的负电源电压，因为由通过接通底部IGBT Q1导致的集电极到发射极电压变化(dVce/dt)生成的密勒电流200。利用本技术，不需要负电源，因为顶部IGBT Q2的发射极电压被提升在发射极电感Le-high两端感应的电压，其行为如同负电源一样。与图6上的指示相比发射极电感Le-high两端的极性反转，因为电流变化(di/dt)为相对方向。
前面描述了可向DC-DC电力变换器、AC-DC电力变换器和DC-AC电力变换器应用的方案，例如使用半导体的全腿、相对多对电力电子开关和续流二极管的换向电池，以向诸如电动车的马达的连接负载提供交流电。
本领域技术人员将认识到，电力变换器的描述仅是示意性的，并不意欲按照任何方式限制。其他实施例将容易地向具有本公开的益处的本领域技术人员暗示它们自己。此外，电力变换器可被定制以提供对于现有需求和电力变换器中的切换时发生的过压的问题的有价值的方案。
为了简明的目的，没有示出和描述电力变换器的实现的所有常规特征。当然，将理解的是，在电力变换器的任何这样的实际实现的开发中，可需要进行各种实现特定的判断，以便达成开发者的特定目标，例如与应用、***、和商业相关的约束的兼容，并且这些特定目标可从一个实现到另一个并从一个开发者到另一个改变。此外，将理解的是，开发工作可能是复杂和耗时的，但是仍然将是具有本公开的益处的电力电子装置的领域的技术人员的常规工程任务。
要理解的是，电力变换器不在其应用中限于附图中图示以及上面描述的构造和部分的细节。提出的用于限制切换过压并用于限制恢复电流的换向电池和补偿电路能够是其他实施例，并能够按照各种方式实践。还应理解的是，这里使用的短语和术语是为了描述的目的而不是限制。因此，尽管上面作为其示意性实施例已描述了用于限制切换过压并用于限制恢复电流的换向电池和补偿电路，但是其能修改，而不脱离主题发明的精神、范围和本质。

Claims (7)

1.一种被配置用于限制切换过压的电力变换器，包括：
一对第一和第二换向电池，每一换向电池包括电力电子开关、与该电力电子开关的栅极连接的栅极驱动器、以及串联连接、并连接到电力电子开关的寄生发射极电感两端的相应第一和第二电阻器，
第一换向电池的栅极驱动器的基准连接到电力变换器的地，第一换向电池的栅极驱动器的基准也连接到第一换向电池的第一和第二电阻器之间的连接点，
第二换向电池的栅极驱动器的基准连接到第一换向电池的电力电子开关的集电极，第二换向电池的栅极驱动器的基准也连接到第二换向电池的第一和第二电阻器之间的连接点，
其中第二换向电池的栅极驱动器通过正电压电源输入供电，且其负电压电源输入连接到电力变换器的地。
2.根据权利要求1的电力变换器，其中该电力电子开关包括绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
3.根据权利要求1的电力变换器，其中该电力变换器是DC到AC电力变换器。
4.根据权利要求1的电力变换器，其中该电力电子开关的每一个包括集电极和发射极。
5.根据权利要求1的电力变换器，其中每一换向电池包括串联连接、并连接到电力电子开关的寄生发射极电感两端的第一和第二电阻器，该栅极驱动器的基准连接到第一和第二电阻器之间的连接点。
6.根据权利要求5的电力变换器，其中每一换向电池包括在电力电子开关的发射极和栅极驱动器的基准之间的、并联连接到第一和第二电阻器之一的二极管，当电力电子开关的发射极处的电压大于栅极驱动器的基准的电压时，该二极管成为导通的。
7.根据权利要求1的电力变换器，其中：
高频环路由所述一对换向电池定义；
寄生电感由该高频环路的元件的互连定义；和
该高频环路的寄生电感中感应的电压被采样和供应到栅极驱动器的基准，以减慢电力电子开关的栅极-发射极电压的变化。
CN201480065381.XA 2013-11-01 2014-10-28 被配置用于限制切换过压的电力变换器 Active CN105765850B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361898502P 2013-11-01 2013-11-01
US61/898,502 2013-11-01
PCT/CA2014/051039 WO2015061901A1 (en) 2013-11-01 2014-10-28 Power converter configured for limiting switching overvoltage

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105765850A CN105765850A (zh) 2016-07-13
CN105765850B true CN105765850B (zh) 2019-11-05

Family

ID=53003049

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480065381.XA Active CN105765850B (zh) 2013-11-01 2014-10-28 被配置用于限制切换过压的电力变换器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9774244B2 (zh)
EP (1) EP3063858A4 (zh)
JP (1) JP6556712B2 (zh)
KR (1) KR20160079807A (zh)
CN (1) CN105765850B (zh)
CA (1) CA2928925A1 (zh)
WO (1) WO2015061901A1 (zh)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103988410B (zh) * 2011-12-07 2017-10-13 Tm4股份有限公司 用于绝缘栅双极型晶体管的关断过电压限制
WO2015070344A1 (en) 2013-11-14 2015-05-21 Tm4 Inc. Compensation circuit, commutation cell and power converter controlling turn-on and turn-off of a power electronic switch
WO2015070347A1 (en) 2013-11-14 2015-05-21 Tm4 Inc. Commutation cell, power converter and compensation circuit having dynamically controlled voltage gains
DE102014209690B4 (de) * 2014-05-21 2020-02-20 Robert Bosch Gmbh Kommutierungszelle
US10277112B2 (en) 2015-06-23 2019-04-30 Tm4, Inc. Physical topology for a power converter
WO2017045071A1 (en) * 2015-09-14 2017-03-23 Tm4 Inc. Power converter configured for limiting switching overvoltage
US9994110B2 (en) * 2016-08-30 2018-06-12 Ford Global Technologies, Llc Dual gate solid state devices to reduce switching loss
JP6915351B2 (ja) * 2017-04-05 2021-08-04 富士電機株式会社 スイッチング素子駆動装置
US11088680B2 (en) * 2019-07-19 2021-08-10 University Of Florida Research Foundation, Incorporated Method and apparatus for eliminating crosstalk effects in high switching-speed power modules

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6184740B1 (en) * 1998-08-12 2001-02-06 Abb Industry Oy Control Circuit
CN102684461A (zh) * 2011-03-15 2012-09-19 英飞凌科技股份有限公司 包括用于补偿寄生电感的电路的半导体装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1143604B1 (en) * 1999-06-29 2007-09-26 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power conversion device
SE519790C2 (sv) * 2001-08-09 2003-04-08 Abb Ab Elektrisk anordning och förfarande för begränsande av toppspänningen över en likriktarkomponent
DE10231198A1 (de) * 2002-07-10 2004-01-29 eupec Europäische Gesellschaft für Leistungshalbleiter mbH Verfahren und Schaltungsanordnung zum Begrenzen einer Überspannung
US6940262B2 (en) * 2002-12-31 2005-09-06 Intersil Americas Inc. PWM-based DC-DC converter with assured dead time control exhibiting no shoot-through current and independent of type of FET used
US6873191B2 (en) * 2002-12-31 2005-03-29 Intersil Americas Inc. Mechanism for providing over-voltage protection during power up of DC-DC converter
JP2005303969A (ja) * 2004-03-17 2005-10-27 Nec Electronics Corp 過電流検出回路
JP4682007B2 (ja) * 2004-11-10 2011-05-11 三菱電機株式会社 電力用半導体装置
US20070170897A1 (en) * 2006-01-26 2007-07-26 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-Frequency Power MESFET Buck Switching Power Supply
JP4874665B2 (ja) * 2006-02-14 2012-02-15 株式会社東芝 ゲート駆動回路
JP4739059B2 (ja) * 2006-02-23 2011-08-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ用半導体装置
JP4432953B2 (ja) 2006-09-27 2010-03-17 株式会社日立製作所 半導体電力変換装置
JP4793225B2 (ja) * 2006-11-07 2011-10-12 株式会社デンソー インバータ装置
JP5407940B2 (ja) * 2010-03-04 2014-02-05 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
CN103988410B (zh) * 2011-12-07 2017-10-13 Tm4股份有限公司 用于绝缘栅双极型晶体管的关断过电压限制
EP2615737B1 (en) * 2012-01-13 2021-05-05 ABB Schweiz AG Active gate drive circuit
WO2014043795A1 (en) 2012-09-24 2014-03-27 Tm4 Inc. Topology for controlled power switch module
ES2745999T3 (es) 2013-04-04 2020-03-04 Tm4 Inc Célula de conmutación y circuito de compensación para la misma

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6184740B1 (en) * 1998-08-12 2001-02-06 Abb Industry Oy Control Circuit
CN102684461A (zh) * 2011-03-15 2012-09-19 英飞凌科技股份有限公司 包括用于补偿寄生电感的电路的半导体装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3063858A4 (en) 2017-05-31
WO2015061901A1 (en) 2015-05-07
KR20160079807A (ko) 2016-07-06
JP2016535572A (ja) 2016-11-10
US20160285357A1 (en) 2016-09-29
CA2928925A1 (en) 2015-05-07
JP6556712B2 (ja) 2019-08-07
CN105765850A (zh) 2016-07-13
EP3063858A1 (en) 2016-09-07
US9774244B2 (en) 2017-09-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105765850B (zh) 被配置用于限制切换过压的电力变换器
CN105814781B (zh) 换向单元、电力变换器和具有动态控制的电压增益的补偿电路
CN105308864B (zh) 整流单元及其补偿电路
CN102099995B (zh) 方法、电路布置和桥电路
US10277112B2 (en) Physical topology for a power converter
CN108696102A (zh) 利用温度补偿的截止的栅极驱动器
US10211827B2 (en) Resonant gate driver
EP2789092B1 (en) Turn-off overvoltage limiting for igbt
CN105814780B (zh) 控制功率电子开关的接通和关断的补偿电路、整流单元和功率转换器
RU2671947C1 (ru) Инвертор с возможностью заряда
CN105706366B (zh) 栅极驱动电路以及使用该栅极驱动电路的电力变换装置
CN108432116A (zh) 电力变换装置
CN106464122A (zh) 控制电子开关的集电极到发射极电压变化的栅极驱动器以及包括所述栅极驱动器的电路
CN104682677B (zh) 切换控制电路及用于提供附加基极驱动的方法
CN206533178U (zh) 一种双boost结构的整流充电复用电路
EP3350910B1 (en) Power converter configured for limiting switching overvoltage
Isurin et al. Philosophy of Topology and Components Selection for Cost and Performance in Automotive Converters
CN103546046A (zh) 整流电路及整流方法
JP2012200082A (ja) スナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1226873

Country of ref document: HK

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: WD

Ref document number: 1226873

Country of ref document: HK