CN105720844A - 一种新型三相串联模块化多电平hvdc换流器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，包括直流输出端、三相交流输入端、第一变压器、第二变压器、第三变压器、第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器本发明的成本低，同时能够阻断直流短路电流。

Description

一种新型三相串联模块化多电平HVDC换流器

技术领域

本发明属于高电压、大功率电力变换装置拓扑结构及其控制策略领域，涉及一种新型三相串联模块化多电平HVDC换流器。

背景技术

模块化多电平换流器(multilevelmodularconverter，MMC)是电压源换流器(voltagesourceconverter，VSC)的一种拓扑结构，由Marquardt和Lesnicar于2002年在IEEEPowerTechConference提出，是高压直流输电技术发展的最新成果。相对于两电平和三电平换流器拓扑结构，MMC拓扑结构有诸多优点：模块化设计，通过调整子模块的串联个数可以实现电压及功率等级的灵活变化；开关频率低，损耗下降；输出电压波形非常平滑且接近理想正弦波形，谐波含量少，在网侧不需要大容量交流滤波器；故障穿越能力强等。基于上述特点，将MMC应用于直流输电可以显著提高直流输电***的可靠性和适应性。但是，为了输出同样电压等级的直流电压，使用半桥或全桥的MMC***需要使用的开关器件数是传统两电平VSC拓扑的两倍或四倍，故成本太高是目前MMC***的一个主要缺点。同时，直流侧短路故障也是目前MMC所面对的主要问题。实际工程中采用半桥子模块，当直流侧发生故障时，由于反并联二极管仍能为故障电流提供通路，***近似发生三相短路，且无法通过闭锁换流器来切断故障电流，严重危害***的安全稳定运行。且由于直流电流不存在过零点，熄弧困难，高压大容量直流断路器的制造工艺尚不成熟，目前仍处于实验阶段，在工程中鲜有应用。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，该换流器的成本低，同时能够阻断直流短路电流。

为达到上述目的，本发明所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器包括直流输出端、三相交流输入端、第一变压器、第二变压器、第三变压器、第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器，其中，三相交流输入端的三个输出端分别与第一变压器中初级线圈的一端、第二变压器中初级线圈的一端及第三变压器中初级线圈的一端相连接，第一变压器中初级线圈的另一端、第二变压器中初级线圈的另一端及第三变压器中初级线圈的另一端相连接，第一变压器中次级线圈的一端、第二变压器中次级线圈的一端及第三变压器中次级线圈的一端分别与第一单相变流器中的第一辅助桥臂、第二单相变流器中的第一辅助桥臂及第三单相变流器中的第一辅助桥臂相连接；

第一单相变流器中的第二辅助桥臂与直流输出端的正极相连接，第一单相变流器中的主桥臂与第一变压器中次级线圈的另一端及第二单相变流器中的第二辅助桥臂相连接，第二单相变流器中的主桥臂与第二变压器中次级线圈的另一端及第三单相变流器中的第三辅助桥臂相连接，第三单相变流器中的主桥臂与第三变压器中次级线圈的另一端及直流输出端的负极相连接；

第一单相变流器中的第二辅助桥臂、第二单相变流器中的第二辅助桥臂及第三单相变流器中的第二辅助桥臂均由n/2个全桥子模块、第一电感及第一电阻依次串联而成，n为大于等于2的偶数。

第一变压器的次级线圈、第一单相变流器中的第一辅助桥臂及主桥臂组成第一交流侧回路，第二变压器的次级线圈、第二单相变流器中的第一辅助桥臂及主桥臂组成第二交流侧回路，第三变压器的次级线圈、第三单相变流器中的第一辅助桥臂及主桥臂组成第三交流侧回路，其中第一交流侧回路的内环电流、第二交流侧回路的内环电流及第三交流侧回路的内环电流均采用交流侧有功、无功电流前馈解耦控制方法进行控制，第一交流侧回路中的主桥臂、第二交流侧回路中的主桥臂及第三交流侧回路中的主桥臂均采用定有功功率及定交流电压控制方法进行控制，第一交流侧回路中的第一辅助桥臂、第二交流侧回路中的第一辅助桥臂及第三交流侧回路中的第一辅助桥臂均采用电流定向的定直流电压控制方法进行控制。

引入无功功率分配系数k，通过调节无功功率分配系数k实现无功功率在第一交流侧回路中主桥臂与第一辅助桥臂之间的分配、第二交流侧回路中主桥臂与第一辅助桥臂之间的分配、以及第三交流侧回路中主桥臂与第一辅助桥臂之间的分配。

第一单相电流器中的第二辅助桥臂及主桥臂组成第一直流电路，第二单相电流器中的第二辅助桥臂及主桥臂组成第二直流电路，第三单相电流器中的第二辅助桥臂及主桥臂组成第三直流电路，其中，第一直流电路中的内环电流、第二单相电流器中的内环电流及第三单相电流器中的内环电流均通过直流电流的前馈闭环控制方法进行控制，第一直流电路中的主桥臂、第二单相电流器中的主桥臂及第三单相电流器中的主桥臂通过定直流电压进行控制，第一直流电路中的第二辅助桥臂、第二单相电流器中的第二辅助桥臂及第三单相电流器中的第二辅助桥臂通过定直流电压控制。

第一单相变流器中的主桥臂、第二单相变流器中的主桥臂及第三单相变流器中的主桥臂均由n个半桥子模块依次串联而成。

第一单相变流器中的第一辅助桥臂、第二单相变流器中的第一辅助桥臂及第三单相变流器中的第一辅助桥臂均由第二电阻、第二电感及n/2个半桥子模块依次串联而成。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器包括第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器，其中第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器串联连接，在使用相同开关器件数的情况下，实现更高直流电压的输出，从而有效的降低***的成本及体积，提高***的可靠性，同时不存在相间环流，无需进行环流抑制等控制措施，另外，第一单相变流器中的第二辅助桥臂、第二单相变流器中的第二辅助桥臂及第三单相变流器中的第二辅助桥臂均由n/2个全桥子模块依次串联而成，在直流侧出现短路故障时，能够通过第二辅助桥臂IGBT触发脉冲的快速封锁阻断直流短路电流的产生，从而无需采用交流断路器切断直流故障。

附图说明

图1为本发明的三相等效电路；

图2为本发明的一相等效电路；

图3为本发明的交流侧一相等效电路；

图4为本发明的直流侧一相等效电路；

图5为本发明中通过PI调节实现有功电流和无功电流的前馈解耦闭环控制的控制策略框图；

图6为本发明中外环控制策略采用功率和电压控制的控制策略框图；

图7为本发明中通过PI调节实现直流输出电流的闭环控制的控制策略框图；

图8为本发明中采用电压闭环的PI调节器控制主桥臂中各个子模块的直流电压恒定的控制策略框图；

图9为本发明中对直流侧辅助桥臂电压V_a1、V_b2、V_c3中含有直流电压分量V_blo进行控制的控制策略框图；

图10为新型三相串联模块化多电平HVDC换流器稳态运行时的桥臂调制波示意图；

图11为k＝1时本发明中交流侧电压电流的波形图；

图12为k＝1时本发明中直流侧电压电流的波形图；

图13为k＝1时本发明中传输有功功率和无功功率的波形图；

图14为k＝1时本发明中主桥臂和辅助桥臂直流电容电压的波形图；

图15为k＝1时本发明中交流侧电流的频谱分析图；

图16为k＝1时本发明中直流侧电流的频谱分析图；

图17为k＝1时本发明中交流侧辅助桥臂调制波的波形图；

图18为k＝1时本发明中直流侧辅助桥臂调制波的波形图；

图19为k＝1时本发明中主桥臂调制波的波形图；

图20为k＝0.6时本发明中交流侧电压电流的波形图；

图21为k＝0.6时本发明中直流侧电压电流的波形图；

图22为k＝0.6时本发明中传输有功功率和无功功率的波形图；

图23为k＝0.6时本发明中主桥臂和辅助桥臂直流电容电压的波形图；

图24为k＝0.6时本发明中交流侧电流的频谱分析图；

图25为k＝0.6时本发明中直流侧电流的频谱分析图；

图26为k＝0.6时本发明中交流侧辅助桥臂调制波的波形图；

图27为k＝0.6时本发明中直流侧辅助桥臂调制波的波形图；

图28为k＝0.6时本发明中主桥臂调制波的波形图；

图29为本发明的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图29，本发明所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器包括直流输出端、三相交流输入端、第一变压器T1、第二变压器T2、第三变压器T3、第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器，其中，三相交流输入端的三个输出端分别与第一变压器T1中初级线圈的一端、第二变压器T2中初级线圈的一端及第三变压器T3中初级线圈的一端相连接，第一变压器T1中初级线圈的另一端、第二变压器T2中初级线圈的另一端及第三变压器T3中初级线圈的另一端相连接，第一变压器T1中次级线圈的一端、第二变压器T2中次级线圈的一端及第三变压器T3中次级线圈的一端分别与第一单相变流器中的第一辅助桥臂u1、第二单相变流器中的第一辅助桥臂v2及第三单相变流器中的第一辅助桥臂w3相连接；第一单相变流器中的第二辅助桥臂a1与直流输出端的正极相连接，第一单相变流器中的主桥臂1b与第一变压器T1中次级线圈的另一端及第二单相变流器中的第二辅助桥臂b2相连接，第二单相变流器中的主桥臂2c与第二变压器T2中次级线圈的另一端及第三单相变流器中的第三辅助桥臂c3相连接，第三单相变流器中的主桥臂3d与第三变压器T3中次级线圈的另一端及直流输出端的负极相连接；第一单相变流器中的第二辅助桥臂a1、第二单相变流器中的第二辅助桥臂b2及第三单相变流器中的第二辅助桥臂c3均由n/2个全桥子模块、第一电感及第一电阻依次串联而成，n为大于等于2的偶数。

第一变压器T1的次级线圈、第一单相变流器中的第一辅助桥臂u1及主桥臂1b组成第一交流侧回路，第二变压器T2的次级线圈、第二单相变流器中的第一辅助桥臂v2及主桥臂2c组成第二交流侧回路，第三变压器T3的次级线圈、第三单相变流器中的第一辅助桥臂w3及主桥臂3d组成第三交流侧回路，其中第一交流侧回路的内环电流、第二交流侧回路的内环电流及第三交流侧回路的内环电流均采用交流侧有功、无功电流前馈解耦控制方法进行控制，第一交流侧回路中的主桥臂1b、第二交流侧回路中的主桥臂2c及第三交流侧回路中的主桥臂3d均采用定有功功率及定交流电压控制方法进行控制，第一交流侧回路中的第一辅助桥臂u1、第二交流侧回路中的第一辅助桥臂v2及第三交流侧回路中的第一辅助桥臂w3均采用电流定向的定直流电压控制方法进行控制。

引入无功功率分配系数k，通过调节无功功率分配系数k实现无功功率在第一交流侧回路中主桥臂1b与第一辅助桥臂u1之间的分配、第二交流侧回路中主桥臂2c与第一辅助桥臂v2之间的分配、以及第三交流侧回路中主桥臂3d与第一辅助桥臂w3之间的分配。

第一单相电流器中的第二辅助桥臂a1及主桥臂1b组成第一直流电路，第二单相电流器中的第二辅助桥臂b2及主桥臂2c组成第二直流电路，第三单相电流器中的第二辅助桥臂c3及主桥臂3d组成第三直流电路，其中，第一直流电路中的内环电流、第二单相电流器中的内环电流及第三单相电流器中的内环电流均通过直流电流的前馈闭环控制方法进行控制，第一直流电路中的主桥臂1b、第二单相电流器中的主桥臂2c及第三单相电流器中的主桥臂3d通过定直流电压进行控制，第一直流电路中的第二辅助桥臂a1、第二单相电流器中的第二辅助桥臂b2及第三单相电流器中的第二辅助桥臂c3通过定直流电压控制。

第一单相变流器中的主桥臂1b、第二单相变流器中的主桥臂2c及第三单相变流器中的主桥臂3d均由n个半桥子模块依次串联而成；第一单相变流器中的第一辅助桥臂u1、第二单相变流器中的第一辅助桥臂v2及第三单相变流器中的第一辅助桥臂w3均由第二电阻、第二电感及n/2个半桥子模块依次串联而成。

根据输入输出电压幅值以及***输送功率的要求，本发明可以灵活选择桥臂子模块的个数和参数，在正常运行时通过对各桥臂的子模块进行调制，使桥臂输出相应电压以实现交流和直流侧的控制目标。为方便本发明的数学建模，主桥臂中的n个半桥子模块、交流侧辅助桥臂中的n/2个半桥子模块和交流侧辅助桥臂中的n/2个全桥子模块均可等效为受控电压源，由此得本发明的等效电路模型如图1所示。

根据基尔霍夫电路定理，由图1得本发明的回路电压方程和节点电流方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_u={\mathrm{Ri}}_u+L\frac{{\mathrm{di}}_u}{dt}+V_{u1}+V_{1b}\\ V_v={\mathrm{Ri}}_v+L\frac{{\mathrm{di}}_v}{dt}+V_{v2}+V_{2c}\\ V_w={\mathrm{Ri}}_w+L\frac{{\mathrm{di}}_w}{dt}+V_{w3}+V_{3d}\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=-{\mathrm{Ri}}_a-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+V_{a1}+V_{1b}\\ V_b=-{\mathrm{Ri}}_b-L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+V_{b2}+V_{2c}\\ V_c=-{\mathrm{Ri}}_c-L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+V_{c3}+V_{3d}\end{array}\right.---\left(2\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_u=i_{1b}+i_a\\ i_v=i_{2c}+i_b\\ i_w=i_{3d}+i_c\\ i_a=i_b=i_c=i_{dc}\end{array}\right.---\left(3\right)$

采用等功率变换从abc到αβo的变换矩阵为C_abc/αβo，其中，

$C_{abc/\mathrm{\α}\mathrm{\β}o}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\\ 1/\sqrt{2}& 1/\sqrt{2}& 1/\sqrt{2}\end{array}\right]---\left(4\right)$

由αβo到abc的变换矩阵为C_αβo/abc为：

$C_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}o/abc}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 1/\sqrt{2}\\ -1/2& \sqrt{3}/2& 1/\sqrt{2}\\ -1/2& -\sqrt{3}/2& 1/\sqrt{2}\end{array}\right]---\left(5\right)$

将等功率变换矩阵C_abc/αβo左乘式(1)～式(3)，得***在αβ坐标系下的电压方程和电流方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{s\mathrm{\α}}={\mathrm{Ri}}_{s\mathrm{\α}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{s\mathrm{\α}}}{dt}+V_{bs\mathrm{\α}}+V_{bm\mathrm{\α}}\\ V_{s\mathrm{\β}}={\mathrm{Ri}}_{s\mathrm{\β}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{s\mathrm{\β}}}{dt}+V_{bs\mathrm{\β}}+V_{bm\mathrm{\β}}\\ V_{so}={\mathrm{Ri}}_{so}+L\frac{{\mathrm{di}}_{so}}{dt}+V_{bso}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(6\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{l\mathrm{\α}}=-{\mathrm{Ri}}_{l\mathrm{\α}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{l\mathrm{\α}}}{dt}+V_{bl\mathrm{\α}}+V_{bm\mathrm{\α}}\\ V_{l\mathrm{\β}}=-{\mathrm{Ri}}_{l\mathrm{\β}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{l\mathrm{\β}}}{dt}+V_{bl\mathrm{\β}}+V_{bm\mathrm{\β}}\\ V_{lo}=-{\mathrm{Ri}}_{lo}-L\frac{{\mathrm{di}}_{lo}}{dt}+V_{blo}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(7\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{s\mathrm{\α}}=i_{bm\mathrm{\α}}+i_{l\mathrm{\α}}\\ i_{s\mathrm{\β}}=i_{bm\mathrm{\β}}+i_{l\mathrm{\β}}\\ i_{so}=i_{bmo}+i_{lo}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，V_sα、V_sβ、V_so及i_sα、i_sβ、i_so为交流侧电压和电流的αβo分量；V_lα、V_lβ、V_lo及i_lα、i_lβ、i_lo为直流侧三个电压和电流的αβo分量；V_bsα、V_bsβ、V_bso为交流侧辅助桥臂电压的αβo分量；V_blα、V_blβ、V_blo为直流侧辅助桥臂电压的αβo分量；V_bcα、V_bcβ、V_bco及i_bcα、i_bcβ、i_bco为主桥臂电压和电流的αβo分量。

设同步旋转坐标变换矩阵为：

$C_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}o/dqo}=\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\ω}t& sin\mathrm{\ω}t& 0\\ -sin\mathrm{\ω}t& cos\mathrm{\ω}t& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]---\left(9\right)$

$C_{dqo/\mathrm{\α}\mathrm{\β}o}=\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\ω}t& -sin\mathrm{\ω}t& 0\\ sin\mathrm{\ω}t& \cos \mathrm{\ω}t& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]---\left(10\right)$

采用式(9)及式(10)将式(6)—式(8)变换为dqo坐标系下的电压方程和电流方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{sd}={\mathrm{Ri}}_{sd}+L\frac{{\mathrm{di}}_{sd}}{dt}-{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{sq}+V_{bsd}+V_{bmd}\\ V_{sq}={\mathrm{Ri}}_{sq}+L\frac{{\mathrm{di}}_{sq}}{dt}+{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{sd}+V_{bsq}+V_{bmq}\\ V_{so}={\mathrm{Ri}}_{so}+L\frac{{\mathrm{di}}_{so}}{dt}+V_{bso}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(11\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{ld}=-{\mathrm{Ri}}_{ld}-L\frac{{\mathrm{di}}_{ld}}{dt}+{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{lq}+V_{bld}+V_{bmd}\\ V_{lq}=-{\mathrm{Ri}}_{lq}-L\frac{{\mathrm{di}}_{lq}}{dt}-{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{ld}+V_{blq}+V_{bmq}\\ V_{lo}=-{\mathrm{Ri}}_{lo}-L\frac{{\mathrm{di}}_{lo}}{dt}+V_{blo}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(12\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sd}=i_{bmd}+i_{ld}\\ i_{sq}=i_{bmq}+i_{lq}\\ i_{so}=i_{bmo}+i_{lo}\end{array}\right.---\left(13\right)$

设交流侧输入电压为三相对称，即V_so＝0，另外，由于i_a＝i_b＝i_c，可知i_lα＝i_lβ＝0，i_ld＝i_lq＝0；则式(11)-式(13)转换为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{sd}={\mathrm{Ri}}_{sd}+L\frac{{\mathrm{di}}_{sd}}{dt}-{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{sq}+V_{bsd}+V_{bmd}\\ V_{sq}={\mathrm{Ri}}_{sq}+L\frac{{\mathrm{di}}_{sq}}{dt}+{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{Li}}_{sd}+V_{bsq}+V_{bmq}\\ 0={\mathrm{Ri}}_{so}+L\frac{{\mathrm{di}}_{so}}{dt}+V_{bso}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(14\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{ld}=V_{bld}+V_{bmd}\\ V_{lq}=V_{blq}+V_{bmq}\\ V_{lo}=-{\mathrm{Ri}}_{lo}-L\frac{{\mathrm{di}}_{lo}}{dt}+V_{blo}+V_{bmo}\end{array}\right.---\left(15\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sd}=i_{bmd}\\ i_{sq}=i_{bmq}\\ i_{so}=i_{bmo}+i_{lo}\end{array}\right.---\left(16\right)$

其中，式(14)-式(16)为本发明在dqo坐标系下的数学模型，该数学模型为4阶模型。

在HVDC***应用中，整流站的控制策略与逆变站的控制策略不同。与传统LCC-HVDC控制***类似，整流站采用定功率控制，逆变站采用定直流电压控制，以下将以整流站为例进行控制策略的研究。

现考虑新型三相串联模块化多电平HVDC换流器的一相等效电路，如图2所示。

应用叠加原理，交流侧一相等效电路如图3所示。

由本发明在dqo坐标系下的数学模型式(14)可知，为使交流侧输入电流不包含有直流分量，令V_bso＝-V_bmo；当整流站直流***电压为直流电压V_dc时，得为直流，为使直流侧输出电流不包含有交流分量，可令V_blo+V_bmo中不包含交流分量；同时，为实现每个单相换流器输出直流电压，令直流侧辅助桥臂电压V_bld＝-V_bmd，V_blq＝-V_bmq。

***稳态运行时，本发明的三个主桥臂用于实现交直流功率变换，因此主桥臂电压V_1b、V_2c、V_3d和电流i_1b、i_2c、i_3d中包括交流频率分量及直流分量。但是由于交流侧和直流侧辅助桥臂的直流侧没有有功负荷，因此在不考虑有功损耗的情况下，其均不能吸收或发出有功功率。由于交流侧辅助桥臂电流i_u1、i_v2、i_w3为正弦交流电流，不含有直流分量，因此交流侧辅助桥臂电压V_u1、V_v2、V_w3中应仅含有直流电压分量，而不能含有交流频率分量，即V_bsd＝V_bsq＝0，由于直流侧辅助桥臂电流i_a1、i_b2、i_c3为直流电流，不含有交流分量，故直流侧辅助桥臂电压V_a1、V_b2、V_c3中应仅含有交流频率分量，即V_blo＝0。

***稳态运行时，由式(14)前两式有：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{sd}={\mathrm{Ri}}_{sd}-{\mathrm{\ωLi}}_{sq}+V_{bd}\\ V_{sq}={\mathrm{Ri}}_{sq}+{\mathrm{\ωLi}}_{sd}+V_{bq}\end{array}\right.---\left(17\right)$

辅助桥臂和主桥臂总共吸收的有功功率和无功功率分别为

$\left\{\begin{array}{c}{P}_{bs}=V_{bd}{i}_{sd}+V_{bq}{i}_{sq}\\ Q_{bs}=V_{bq}{i}_{sd}-V_{bd}{i}_{sq}\end{array}\right.---\left(18\right)$

为保证辅助桥臂吸收的有功功率为零，则有：

V_bsdi_sd+V_bsqi_sq＝0(19)

为实现辅助桥臂和主桥臂间吸收无功功率比例的动态分配，引入无功功率分配系数k，使得主桥臂吸收无功功率满足：

kQ_bs＝V_bmqi_sd-V_bmdi_sq(20)

即当k＝1时，无功功率全部由主桥臂吸收。

联立式(18)-式(20)，则有：

$\begin{array}{c}{P}_{bs}=V_{bmd}{i}_{sd}+V_{bmq}{i}_{sq}\\ 0=V_{bsd}{i}_{sd}+V_{bsq}{i}_{sq}\\ {\mathrm{kQ}}_{bs}=V_{bmq}{i}_{sd}-V_{bmd}{i}_{sq}\\ (1-k)Q_{bs}=V_{bsq}{i}_{sd}-V_{bsd}{i}_{sq}\end{array}---\left(21\right)$

求解式(21)，得

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{bsd}=-\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}\\ V_{bsq}=\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}\end{array}\right.---\left(22\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{bmd}=V_{bd}-V_{bsd}\\ =V_{bd}+\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}\\ V_{bmq}=V_{bq}-V_{bsq}\\ =V_{bq}-\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}\end{array}\right.---\left(23\right)$

实际操作中，辅助桥臂吸收的有功功率并不为0，它需要吸收少量的有功功率以补偿桥臂中的有功损耗，避免子模块中的直流电容持续放电，从而保证直流电压恒定。设辅助桥臂吸收的有功功率为P_{bs_loss}，因此将约束条件式(19)改写为

V_bsdi_sd+V_bsqi_sq＝P_{bs_loss}(24)

联合式(18)、式(20)及式(24)，则有：

$\begin{array}{c}{P}_{bs}-P_{bs\_loss}=V_{bmd}{i}_{sd}+V_{bmq}{i}_{sq}\\ P_{bs\_loss}=V_{bsd}{i}_{sd}+V_{bsq}{i}_{sq}\\ {\mathrm{kQ}}_{bs}=V_{bmq}{i}_{sd}-V_{bmd}{i}_{sq}\\ (1-k)Q_{bs}=V_{bsq}{i}_{sd}-V_{bsd}{i}_{sq}\end{array}---\left(25\right)$

求解式(25)，得

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{bsd}=-\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}+\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}{P}_{bs\_loss}\\ V_{bsq}=\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}+\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}{P}_{bs\_loss}\end{array}\right.---\left(26\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{bmd}=V_{bd}-V_{bsd}\\ =V_{bd}+\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}-\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}{P}_{bs\_loss}\\ V_{bmq}=V_{bq}-V_{bsq}\\ =V_{bq}-\frac{i_{sd}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}(1-k)Q_{bs}-\frac{i_{sq}}{{i_{sd}}^2+{i_{sq}}^2}{P}_{bs\_loss}\end{array}\right.---\left(27\right)$

式(26)及式(27)所示的控制策略可表示为如下控制结构图，其中，交流侧辅助桥臂吸收的有功功率P_{bs_loss}由辅助桥臂直流电压外环产生。

控制策略

(1)交流侧控制策略

本发明的数学模型与传统的并网换流器的数学模型相似，采用基于电网电压定向的前馈解耦控制策略如下：

在式(14)前两式中，令

$\left[\begin{array}{c}{V}_{bd}\\ V_{bq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_{bsd}\\ V_{bsq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{V}_{bmd}\\ V_{bmq}\end{array}\right]---\left(28\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V_{bd}}^{\′}={\mathrm{Ri}}_{sd}+{\mathrm{Lsi}}_{sd}\\ {V_{bq}}^{\′}={\mathrm{Ri}}_{sq}+{\mathrm{Lsi}}_{sq}\end{array}\right.---\left(29\right)$

通过PI调节实现有功电流和无功电流的前馈解耦闭环控制，其中，V_bd′和V_bq′由电流闭环的PI调节器得到，其控制原理如图5所示。

对于本发明的外环控制策略采用功率和电压控制，即对于交流侧***采用定有功功率和定交流电压控制，如图6所示。

(2)直流侧控制策略

为控制本发明的主桥臂中各个子模块的直流电压恒定，通过控制V_blo+V_bmo实现。当整流站直流***电压为直流电压V_dc时，得由本发明在dqo坐标系下的数学模型式(15)的第三式，设计电压外环和电流内环的闭环控制方案如下。

由式(15)的第三式得

$-{\mathrm{Ri}}_{lo}-L\frac{{\mathrm{di}}_{lo}}{dt}+V_{blo}+V_{bmo}=\frac{V_{dc}}{\sqrt{3}}---\left(30\right)$

令

$\begin{array}{c}{V}_{bo}=V_{blo}+V_{bmo}\\ {V_{bo}}^{\′}={\mathrm{Ri}}_{lo}+{\mathrm{Lsi}}_{lo}\end{array}---\left(31\right)$

则可以通过PI调节实现直流输出电流的闭环控制。其中，V_bo′由电流闭环的PI调节器得到，其控制原理如图7所示。

电流设定值i_lo ^*为***直流侧输出电流的设定值，为控制本发明的主桥臂中各个子模块的直流电压恒定，采用电压闭环的PI调节器，如图8。

实际上直流侧辅助桥臂中总是存在有功损耗的，为了保证直流侧辅助桥臂的直流电压恒定，还需要对直流侧辅助桥臂电压V_a1、V_b2、V_c3中含有直流电压分量V_blo进行控制。而V_blo可由直流侧辅助桥臂各子模块的直流电压闭环产生。进而由式(31)可得V_bmo，控制结构可表示如图9所示。

***稳态值计算

设交流***为三相对称***。不失一般性，假设本发明稳态工作时输入输出***的电压和电流为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_u=V_{sm}cos\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ V_v=V_{sm}cos(\mathrm{\ω}t-2\mathrm{\π}/3)\\ V_w=V_{sm}cos(\mathrm{\ω}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(32\right)$

$V_a=V_b=V_c=\frac{V_{dc}}{3}---\left(33\right)$

采用前文所述的等功率变换矩阵以及同步旋转坐标变换矩阵得本发明的稳态解为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{V}_{sd}\\ V_{sq}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{c}{V}_{sm}\\ 0\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{i}_{sd}\\ i_{sq}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}{I}_{sm}\left[\begin{array}{c}cos\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}\end{array}\right]\end{array}---\left(34\right)$

进一步得

$V_{bd}=V_{sd}-{\mathrm{Ri}}_{sd}+{\mathrm{\ωLi}}_{sq}=\sqrt{\frac{3}{2}}{V}_{sm}-\sqrt{\frac{3}{2}}{\mathrm{RI}}_{sm}cos\mathrm{\θ}-\sqrt{\frac{3}{2}}{\mathrm{\ωLI}}_{sm}sin\mathrm{\θ}---\left(35\right)$

$V_{bq}=V_{sq}-{\mathrm{Ri}}_{sq}-{\mathrm{\ωLi}}_{sd}=\sqrt{\frac{3}{2}}{\mathrm{RI}}_{sm}sin\mathrm{\θ}-\sqrt{\frac{3}{2}}{\mathrm{\ωLI}}_{sm}cos\mathrm{\θ}---\left(36\right)$

$Q_{bs}=V_{bqs}{i}_{sd}-V_{bd}{i}_{sq}=\frac{3}{2}{V}_{sm}{I}_{sm}sin\mathrm{\θ}-\frac{3}{2}{\mathrm{\ωLI}}_{sm}^2---\left(37\right)$

$V_b^2=V_{bd}^2+V_{bq}^2=\frac{3}{2}{V}_{sm}^2+\frac{3}{2}{R}^2{I}_{sm}^2+\frac{3}{2}{\mathrm{\ω}}^2{L}^2{I}_{sm}^2-3V_{sm}{\mathrm{RI}}_{sm}\cos \mathrm{\θ}-3V_{sm}{\mathrm{\ωLI}}_{sm}\sin \mathrm{\θ}---\left(38\right)$

$i_s=\sqrt{i_{sd}^2+i_{sq}^2}=\sqrt{\frac{3}{2}}{I}_{sm}---\left(39\right)$

稳态时各桥臂调制度分配示意图如图7所示，其中，交流侧辅助桥臂的调制度为m₁-2m₃，直流侧辅助桥臂的调制度为-2m₂，主桥臂的调制度为m₂+m₃。

在本发明稳态运行时，为使主桥臂和辅助桥臂不过调制，从而最大化换流器与交流和直流侧***交换的有功和无功功率，设定优化目标为：

$\begin{array}{c}\min \left\{\max \left(\right|m_1|+|2m_3|,|m_2|+|m_3|,|2m_2\left|\right)\right\}\\ \begin{array}{cc}s.t.& \left\{\begin{array}{c}\left|m_1\right|+\left|2m_3\right|\≤1,\\ \left|m_2\right|+\left|m_3\right|\≤1,\\ \left|2m_2\right|\≤1\end{array}\right.\end{array}\end{array}---\left(40\right)$

当***稳态时可忽略辅助桥臂的功率损耗P_{bs_loss}，由式(22)～(23)得：

$m_1=\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{V_{bs}}{\frac{{\mathrm{NV}}_{dcr}}{2}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\sqrt{V_{bsd}^2+V_{bsq}^2}}{\frac{{\mathrm{NV}}_{dcr}}{2}}=2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{(1-k)Q_{bs}}{i_s{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(41\right)$

$m_2=\frac{V_{bm}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}=\frac{\sqrt{V_{bmd}^2+V_{bmq}^2}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}==\frac{\sqrt{V_b^2+(k^2-1)\frac{Q_{bs}^2}{i_s^2}}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(42\right)$

$m_3=\frac{\frac{V_{bmo}}{\sqrt{3}}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}=\frac{\frac{V_{dc}}{3}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(43\right)$

将式(22)～(23)代入式(41)～(43)中，得

$m_1=\frac{V_{bs}}{\frac{{\mathrm{NV}}_{dcr}}{2}}=\frac{2\sqrt{\frac{3}{2}}(1-k)(V_{sm}sin\mathrm{\θ}-{\mathrm{\ωLI}}_{sm})}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(44\right)$

$m_2=\frac{V_{bm}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}=\frac{\sqrt{k^2(\frac{3}{2}{V}_{sm}^2{\sin }^2\mathrm{\θ}-3V_{sm}{\mathrm{\ωLI}}_{sm}sin\mathrm{\θ}+\frac{3}{2}{\mathrm{\ω}}^2{L}^2{I}_{sm}^2)+\frac{3}{2}{V}_{sm}^2{\cos }^2\mathrm{\θ}-3V_{sm}{\mathrm{RI}}_{sm}cos\mathrm{\θ}+\frac{3}{2}{R}^2{I}_{sm}^2}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(45\right)$

$m_3=\frac{V_{bmo}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}=\frac{\frac{V_{dc}}{\sqrt{3}}}{{\mathrm{NV}}_{dcr}}---\left(46\right)$

由式(44)～(46)，通过调节k的值即可改变主桥臂和辅助桥臂的稳态调制度，进而计算出符合优化目标式(40)的k的最优值，从而对***的整体性能进行优化。

仿真研究

在MATLAB/SIMULINK平台下搭建本发明的***模型，***主要参数如表1所示。

图11-图19分别为k＝1时的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器直流侧电压电流波形图、交流侧电压电流波形图、传输的有功功率和无功功率波形图、主桥臂和辅助桥臂直流电容电压波形图、交流侧电流频谱分析图、直流侧电流频谱分析图、交流侧辅助桥臂调制波波形图、直流侧辅助桥臂调制波波形图、主桥臂调制波波形图。

图20-图28分别为k＝0.6时的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器交流侧电压电流波形图、直流侧电压电流波形图、传送有功功率和无功功率波形图、主桥臂和辅助桥臂直流电容电压波形图、交流侧电流频谱分析图、直流侧电流频谱分析图、交流侧辅助桥臂调制波波形图、直流侧辅助桥臂调制波波形图、主桥臂调制波波形图。

Claims (6)

1.一种新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，包括直流输出端、三相交流输入端、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第三变压器(T3)、第一单相变流器、第二单相变流器及第三单相变流器，其中，三相交流输入端的三个输出端分别与第一变压器(T1)中初级线圈的一端、第二变压器(T2)中初级线圈的一端及第三变压器(T3)中初级线圈的一端相连接，第一变压器(T1)中初级线圈的另一端、第二变压器(T2)中初级线圈的另一端及第三变压器(T3)中初级线圈的另一端相连接，第一变压器(T1)中次级线圈的一端、第二变压器(T2)中次级线圈的一端及第三变压器(T3)中次级线圈的一端分别与第一单相变流器中的第一辅助桥臂(u1)、第二单相变流器中的第一辅助桥臂(v2)及第三单相变流器中的第一辅助桥臂(w3)相连接；

第一单相变流器中的第二辅助桥臂(a1与直流输出端的正极相连接，第一单相变流器中的主桥臂(1b)与第一变压器(T1)中次级线圈的另一端及第二单相变流器中的第二辅助桥臂(b2)相连接，第二单相变流器中的主桥臂(2c)与第二变压器(T2)中次级线圈的另一端及第三单相变流器中的第三辅助桥臂(c3)相连接，第三单相变流器中的主桥臂(3d)与第三变压器(T3)中次级线圈的另一端及直流输出端的负极相连接；

第一单相变流器中的第二辅助桥臂(a1)、第二单相变流器中的第二辅助桥臂(b2)及第三单相变流器中的第二辅助桥臂(c3)均由n/2个全桥子模块、第一电感及第一电阻依次串联而成，n为大于等于2的偶数。

2.根据权利要求1所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，第一变压器(T1)的次级线圈、第一单相变流器中的第一辅助桥臂(u1)及主桥臂(1b)组成第一交流侧回路，第二变压器(T2)的次级线圈、第二单相变流器中的第一辅助桥臂(v2)及主桥臂(2c)组成第二交流侧回路，第三变压器(T3)的次级线圈、第三单相变流器中的第一辅助桥臂(w3)及主桥臂(3d)组成第三交流侧回路，其中第一交流侧回路的内环电流、第二交流侧回路的内环电流及第三交流侧回路的内环电流均采用交流侧有功、无功电流前馈解耦控制方法进行控制，第一交流侧回路中的主桥臂(1b)、第二交流侧回路中的主桥臂(2c)及第三交流侧回路中的主桥臂(3d)均采用定有功功率及定交流电压控制方法进行控制，第一交流侧回路中的第一辅助桥臂(u1)、第二交流侧回路中的第一辅助桥臂(v2)及第三交流侧回路中的第一辅助桥臂(w3)均采用电流定向的定直流电压控制方法进行控制。

3.根据权利要求1所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，引入无功功率分配系数k，通过调节无功功率分配系数k实现无功功率在第一交流侧回路中主桥臂(1b)与第一辅助桥臂(u1)之间的分配、第二交流侧回路中主桥臂(2c)与第一辅助桥臂(v2)之间的分配、以及第三交流侧回路中主桥臂(3d)与第一辅助桥臂(w3)之间的分配。

4.根据权利要求1所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，第一单相电流器中的第二辅助桥臂(a1)及主桥臂(1b)组成第一直流电路，第二单相电流器中的第二辅助桥臂(b2)及主桥臂(2c)组成第二直流电路，第三单相电流器中的第二辅助桥臂(c3)及主桥臂(3d)组成第三直流电路，其中，第一直流电路中的内环电流、第二单相电流器中的内环电流及第三单相电流器中的内环电流均通过直流电流的前馈闭环控制方法进行控制，第一直流电路中的主桥臂(1b)、第二单相电流器中的主桥臂(2c)及第三单相电流器中的主桥臂(3d)通过定直流电压进行控制，第一直流电路中的第二辅助桥臂(a1)、第二单相电流器中的第二辅助桥臂(b2)及第三单相电流器中的第二辅助桥臂(c3)通过定直流电压控制。

5.根据权利要求1所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，第一单相变流器中的主桥臂(1b)、第二单相变流器中的主桥臂(2c)及第三单相变流器中的主桥臂(3d)均由n个半桥子模块依次串联而成。

6.根据权利要求1所述的新型三相串联模块化多电平HVDC换流器，其特征在于，第一单相变流器中的第一辅助桥臂(u1)、第二单相变流器中的第一辅助桥臂(v2)及第三单相变流器中的第一辅助桥臂(w3)均由第二电阻、第二电感及n/2个半桥子模块依次串联而成。