CN105655983B - 输出短路的保护方法及保护电路 - Google Patents

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Abstract

一种输出短路的保护电路，用于控制启动电路给旁路电容C1的充电，来对发生输出短路的开关电源进行间歇检测及重启控制，所述保护电路，具有输入端和关断输出端，输入端用于与启动电路的输出端、旁路电容C1的一端和供电端VDD连接，在开关电源发生输出短路时，由旁路电容经控制器的一次放电过程时间形成检测延时；随后开关电源停止工作，进入休息时间，旁路电容依次进行一次充电过程，二次放电过程及二次充电过程，在旁路电容的二次充电过程完成之前，开关电源不工作；其中，二次放电过程中旁路电容经保护电路进行放电；在旁路电容的二次充电过程完成之时，休息时间结束，保护电路撤销关断信号，重启开关电源。

Description

输出短路的保护方法及保护电路
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及开关电源的输出短路的保护方法及保护电路。
背景技术
在开关电源带较大容性负载启动时，由于电容电压不能突变，其输出电压的建立时间长，控制器需要长时间工作以控制开关电源完成启动。而理论上，输出短路即为带无穷大的电容启动，为了区分容性负载启动和输出短路，通常控制器会直接或间接检测输出电压，若在预设时间(下文称为检测延时)内输出电压仍低于设定值，则判定为输出短路。若无特殊说明，本文提及的“短路”亦为开关电源的输出短路，“输出电压”亦为开关电源的输出电压，“电源”亦为开关电源。
为了满足容性负载要求，这个检测延时约为80ms～160ms，在某些应用中甚至需要长达400ms，因此即使短路故障已经发生，开关电源也要在检测延时内持续工作，这就会产生热量；而在大多数应用场合下，要求开关电源能在短路故障排除后自动恢复正常工作，即要求开关电源间歇检测输出，因此在检测延时内工作的情况会多次发生直至故障排除；若开关电源停止工作的时间(下文称为休息时间)不足，则产生的热量会发生堆积，使开关电源过热损坏。
为了避免开关电源过热损坏，达到短路保护的目的，前人做出了相当的多努力。如图1所示，电源输出短路后，辅助绕组无法给控制器供电，旁路电容C1放电以维持控制器工作，电容C1电压下降直至控制器欠压，停止输出驱动信号，开关电源停止工作；启动电路以较小的充电电流给旁路电容C1充电，让控制器重新启动，输出驱动信号，开关电源重新工作。此方法正是利用小电流充电时间长的原理来加长休息时间以给开关电源散热，但同时也加长了电源的启动时间。
根据电容充放电公式及上述原理可得，上述短路保护方法的检测延时TD和休息时间TR
其中，C1为旁路电容C1的电容值，ΔV为控制器的重启动电压阈值与欠压阈值之差，IRun为控制器正常工作所需的电流，IC为启动电路的充电电流。综合(1)和(2)式可得，短路保护下开关电源间歇工作的占空比(下文称为自动重启动占空比)DRST
由(3)式可以看出，在充电电流IC较小(例如IC＝80uA)的应用，上述方法可以获得较小的自动重启动占空比DRST，以实现开关电源充分散热，但是充电电流小又会带来启动时间长的弊端。在对启动时间要求严苛的应用中，电源厂商会采用大的充电电流(如IC≥IRun)来启动控制器，若沿用上述短路保护方法，则自动重启动占空比将大于50％，可能会使开关电源在短路故障时无法充分散热，进而因热量堆积而过热损坏。这就限制了这种方法的应用。
除上述短路保护方法外，还有些控制器是通过输出电压反馈电路间接检测输出电压，若检测值低于设定阈值，则通过计时器计时来设定检测延时和休息时间以完成与上述类似的短路保护过程。一般的，较为可靠的自动重启动占空比小于20％，而基于容性负载能力的考虑，检测延时的设计值约为80ms～160ms；基于散热的考虑，休息时间相应的设计值约为1s～2s；而控制器内部振荡器频率一般在kHz的数量级，例如在AC输入的应用场合中，控制器振荡器频率为80kHz，即周期为12.5us，因此要实现检测延时和休息时间，计时器需要基于振荡器周期完成80000倍的计时，若计时器是用D触发器设计的，则需要16～17个D触发器。
这些D触发器及其所需的连线面积会大大增加控制器的面积，进而增加控制器成本，特别是在可集成700V启动电路的工艺中，这些工艺的特征尺寸一般为0.8um～1um，增加的面积会更多。而且这种方法限定了检测延时，也就限定最大的容性负载，进而限制了控制器的应用范围。
综上所述，为了提高短路保护的可靠性，扩展控制器的应用范围，同时还要最小化控制器面积，降低成本，就需要设计一种新型的短路保护电路。
发明内容
(一)要解决的技术问题
1、提供一种短路保护方法，通过简单地设计就能得到合适的检测延时和休息时间，同时又兼具电路面积小，应用范围广等优点。
2、提供一种应用上述短路保护方法的保护电路。
(二)技术方案
本发明解决上述第一个技术问题的技术方案是：
一种输出短路保护方法，包括如下步骤：
在开关电源发生输出短路时，使旁路电容经控制器进行的放电过程时间即为自动重启动占空比的检测延时；可见本发明可以通过旁路电容来设计检测延时，以扩展控制器的应用范围；在保护电路撤销关断信号之前，通过输入电压给旁路电容充电，再通过保护电路为旁路电容放电，以使旁路电容充电、放电周期性地在供电端VDD产生高低交替变化的电压，进而使旁路电容在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程时间即为自动重启动占空比的休息时间。
作为本发明的进一步改进，所述自动重启动占空比的休息时间，在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程的时间总长，是开始于旁路电容经控制器的放电过程完成之时，包括一个旁路电容的充电过程时间和延迟时间，延迟时间通过对旁路电容的充放电过程的周期数进行计数来设定。
作为本发明的进一步改进，自动重启动占空比的休息时间，通过对旁路电容的充电过程进行两次计数来设定，即包括一个旁路电容的充电过程时间和一个旁路电容的充放电全过程时间。所述的休息时间以检测延时的结束时间来开始，并通过计数方式来设定时间长度，即自动重启动占空比的具体设定包括如下步骤，
作为本发明的进一步改进，在开关电源发生输出短路时，由旁路电容经控制器的一次放电过程时间形成检测延时；随后进入休息时间，开始旁路电容的一次充电，在旁路电容的一次充电过程完成之前，计数器输出维持为高电平；在旁路电容的一次充电过程完成之时，计数器进位，计数器输出翻转为低电平；随之旁路电容开始二次放电过程及二次充电过程，在旁路电容的二次充电过程完成之前，计数器输出维持为低电平；其中，二次放电过程中旁路电容经保护电路进行放电；在旁路电容的二次充电过程完成之时，计数器计数，计数器输出翻转为高电平，休息时间结束，保护电路撤销关断信号，重启开关电源。开关电源可以利用休息时间来充分散热，避免过热损坏，即使启动电路的充电电流很大，开关电源也有足够的时间进行散热。若开关电源输出短路故障未排除，则旁路电容又返回到一次放电过程，保护电路重复上述过程，周而复始直至故障排除。因此开关电源在故障排除之后能自动地恢复正常输出。
作为本发明的进一步改进，所述自动重启占空比，遵循的比例关系，由工作电流IRun、充电电流IC以及保护电路的工作电流IS决定，具体遵循如下关系表达式：
其中，DRST为自动重启动占空比，TD为检测延时，TR为休息时间。
本发明还提供一种输出短路的保护电路，用于控制启动电路给旁路电容C1的充电，来对发生输出短路的开关电源进行间歇检测及重启控制，保护电路，具有输入端和关断输出端，输入端用于与启动电路的输出端、旁路电容C1的一端和供电端VDD连接，在开关电源发生输出短路时，使旁路电容经控制器进行的放电过程时间即为自动重启动占空比的检测延时；随后在保护电路撤销关断信号之前，输入电压给旁路电容充电，再由保护电路为旁路电容放电，以使旁路电容的充电、放电周期性地在供电端VDD产生高低交替变化的电压，进而使旁路电容在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程时间即为自动重启动占空比的休息时间；在休息时间结束时，保护电路撤销关断信号，用以重启开关电源。
作为本发明的保护电路的进一步改进，所述保护电路还包括计数器，用于对旁路电容的充放电周期数进行计数；所述自动重启动占空比的休息时间，在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程的时间总长，是开始于旁路电容经控制器的放电过程完成之时，包括一个旁路电容的充电过程时间和延迟时间，计数器通过对旁路电容的充放电过程的周期数进行计数来设定延迟时间。
作为本发明的保护电路的进一步改进，所述保护电路还包括计数器，所述保护电路的自动重启动占空比，通过计数器来设定休息时间，在开关电源发生输出短路时，由旁路电容经控制器的一次放电过程时间形成检测延时；随后开始旁路电容的一次充电，在旁路电容的一次充电过程完成之前，计数器输出维持为高电平；在旁路电容的一次充电过程完成之时，计数器进位，计数器输出翻转为低电平；随之旁路电容开始二次放电过程及二次充电过程，在旁路电容的二次充电过程完成之前，计数器输出维持为低电平；其中，二次放电过程中旁路电容经保护电路进行放电；在旁路电容的二次充电过程完成之时，计数器计数，计数器输出翻转为高电平，休息时间结束，保护电路撤销关断信号，重启开关电源。
作为本发明的保护电路的进一步改进，所述保护电路，包括比较器111，非门112、计数器113和与非门114，比较器111的正相输入能根据其输出电平来选择是接入高限电压，还是接入低限电压，其反相输入与供电端VDD连接，输出分别和非门112及计数器113的输入连接；比较器111的输出还引出作为保护电路的使能输出端，用以输出使能信号给启动电路；非门112的输出作为与非门114的第一输入，计数器113的输出作为与非门114的第二输入，与非门114的输出作为保护电路的关断端。所述的计数器113可以使用1个D触发器实现，本发明通过巧妙的逻辑处理，不需要增加额外的触发器就能设计出与检测延时相匹配的休息时间，可以最大程度地减少面积，节约成本，同时还能简化开关电源***设计难度。
本发明再提供一种开关电源的控制器，包括上述的保护电路和启动电路，所述控制器具有自启动电路的输入端引出的引脚(D)，用于与开关电源的变压器原边绕组的同名端连接；所述保护电路的输入端与启动电路的输出端连接，并引用作为供电端(VDD)。
以上为保护电路的原始技术方案，具体的工作原理和相关分析将在下文具体实施方式部分详细描述。所述的电路技术方案与方法方案相对应，各方案或技术特征的原理、作用及带来的有益效果相同，在此不再赘述。
本发明所述的“输出”指的是将信号激活成有效状态以控制后级电路的工作状态，例如“输出关断信号，关断驱动器等功能电路”指的就是，将关断信号激活，控制驱动器等功能电路，使其工作在关断状态。反之，“撤销”指的是将信号变回无效状态，例如“撤销关断信号，重启开关电源”指的就是，将关断信号变回无效状态，使得驱动器等功能电路恢复开启状态，重启开关电源。所述的“有效状态”指的是“高电平”、“低电平”、“上升沿”和“下降沿”等公知信号特征中任意一种状态，而“无效状态”指的是在逻辑上与所述的“有效状态”相对立的状态。
以上对本发明的方法和电路各技术方案及技术特征的原理、作用等进行了分析，现将本发明的有益效果总结如下：
1、在开关电源出现短路故障时能够有效地进行保护，自动重启动占空比不受启动电路充电电流限制，可以充分保证开关电源不过热损坏，故障排除之后又能自动地恢复正常输出。
2、应用范围广，特别适合应用在启动电路充电电流大的场合。
3、电路结构简单，面积小，可以进一步节省控制器的成本，提高集成度。
4、可以简化***设计和调试的难度，在设计时电源工程师只需要根据容性负载的要求确定旁路电容C1，就能得到与检测延时相匹配的休息时间，即可简单地获得可靠性高的自动重启动占空比，确保短路时开关电源不会过热损坏。
附图说明
图1为现有技术中利用控制器实现短路保护的电路图；
图2为应用了本发明的短路保护方法的控制器的应用电路示意图；
图3为本发明实施例一的控制器的电路原理框图，其中，保护电路和启动电路集成于控
制器中；
图4为本发明实施例一的控制器的保护电路的电路原理图；
图5为本发明实施例一的控制器的信号时序图；
图6为本发明实施例二的控制器的电路原理框图，其中保护电路集成于控制器中，启动
电路为外接电路。
图7为本发明实施例二的控制器的信号时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例1
图2所示为应用了本发明短路保护方法的控制器100的应用电路示意图。如图2所示，控制器100的引脚VDD(下文又称为供电端VDD)与二极管D1阴极连接，此外供电端VDD还经旁路电容C1与参考地连接；控制器100的引脚D经变压器T的原边绕组NP与开关电源输入电压VIN连接，此处开关电源输入电压VIN可以是直流电压，也可以是整流后的输入电压；引脚CS经电阻RCS接参考地，引脚GND直接与参考地连接；引脚FB与输出电压反馈电路10连接，用于检测输出电压进而让控制器100实现环路控制，在本发明中，输出电压反馈电路10不参与输出短路保护过程，下文不再提及该电路。图2所示的应用电路的功率开关管已经集成在控制器100中，该功率开关管和图2中的其它元件的连接关系与普通反激电路相同，且与本发明无关，下文不再赘述。
图3所示为本发明实施例一的控制器100中与保护电路110相关的原理框图。如图3所示，控制器100中集成的电路包括保护电路110和启动电路120，控制器100的其他电路不影响本发明的原理说明，图3并未示出。例如控制器100还包括基准电路和驱动器等功能电路，其中，基准电路用以产生下文提及的高限电压VH和低限电压VL，基准电路结构及其电压产生方法与本发明所解决的技术问题无关；驱动器，用以控制功率开关管的开关状态，进而控制开关电源进行能量转换。开关电源输入电压VIN经原边绕组NP、引脚D输入到启动电路120，启动电路120将开关电源输入电压VIN转换成充电电流IC给供电端VDD的旁路电容C1充电，此外启动电路120的控制端与保护电路110连接，用以根据保护电路110输出的使能信号EN的状态来控制充电电流IC的通断；保护电路110的输入与供电端VDD连接，用以检测VDD的电压，进而调整关断信号SD(Shut Down)的状态；关断信号SD可以关断驱动器等功能电路，也就是说，当关断信号SD处于有效状态时，由关断信号SD控制驱动器等功能电路处于关断状态，控制器100中只有基准电路和保护电路110在消耗能量，启动电路120转换VIN的能量并储存在旁路电容C1中，不耗能，因此控制器100的耗电量大幅减少，能量下降速度亦大幅放缓。为了简化说明，下文已经将基准电路消耗的能量纳入保护电路中，即下文提及的保护电路工作电流IS包含基准电路的工作电流；同样的，控制器100正常工作所需的电流IRun也已经包含了IS，下文不再赘述。
图4所示为本发明实施例1的保护电路110的电路示意图。如图4所示，保护电路110包括比较器111、非门112、计数器113和与非门114。比较器111正相输入根据比较器111的输出电平来选择是接入高限电压VH，还是接入低限电压VL，在实施例1中，当比较器111输出高电平时，选择第一正相输入端VP1，即选择接入高限电平VH，当输出低电平时，选择第二正相输入端VP2，即选择接入低限电压VL；其反相输入与供电端VDD连接，用以检测VDD电压，输出分别和非门112及计数器113的输入连接；非门112的输出作为与非门114的第一输入，计数器113的输出作为与非门114的第二输入，与非门114的输出即为所述的关断信号SD。在实施例1中，初始状态下，比较器111正相输入与高限电压VH连接，之后当比较器111输出高电平时，正相输入与高限电压VH连接；输出低电平时，与低限电压VL连接。比较器111的输出又引出作为使能输出端，用于输出使能信号EN，用以控制启动电路120，以通过控制启动电路120来控制充电电流Ic的通断，进而控制旁路电容C1的充电节奏。
图5所示为本发明实施例1的信号示意图。图5没有严格按照比例绘制信号示意图，而且忽略了大部分细节，例如忽略漏感的振铃、绕组的寄生电阻等因素对信号造成的影响，此外还假定原边电感一直工作在连续导通模式以省略LC谐振波形。本发明的关断信号SD的有效状态为高电平，相对的其无效状态为低电平，即在关断信号SD的电压VSD为高电平时，关断驱动器等功能电路，开关电源不工作，而在关断信号SD的电压VSD为低电平时，开启驱动器等功能电路，开关电源工作。下面结合图5所示来详细说明本发明保护电路110的工作原理。
如图5所示，当控制器100完成启动并正常工作后，由辅助绕组NA给控制器100供电，供电端VDD的电压VDD维持在高限电压VH和低限电压VL之间，使能信号EN的电压VEN为低电平，经非门112转换成高电平作为与非门114的第一输入，计数器的输出电压VQ为高电平，即与非门114的第二输入也为高电平，因此如图5所示，此时与非门114输出的关断信号SD的电压VSD为低电平，驱动器等功能电路正常工作，引脚D的电压VD呈现脉冲波形；
当开关电源发生故障，此处以开关电源输出短路故障为例，开关电源的输出电压因短路而归零，从而使得辅助绕组无法再给控制器100供电，旁路电容C1释放能量以维持控制器100的工作，电压VDD开始下降；
当VDD≤VL时，使能信号EN翻转，VEN变成高电平，VQ仍为高电平，因此VSD翻转成高电平，以关断驱动器等功能电路，VD不再以脉冲波形的形式呈现，开关电源停止工作，不再进行能量转换；而同时由于VEN变为高电平，启动电路120使能，将输入电压VIN转换成充电电流IC给旁路电容C1充电，VDD开始上升；
当VDD≥VH时，VEN变成低电平，即产生了下降沿，计数器实现“进位”操作，使得VQ变为低电平，因此VSD仍维持在高电平，开关电源仍不工作，辅助绕组不提供能量；而由于VEN变成低电平，启动电路120不使能，充电结束，旁路电容C1通过保护电路缓慢放电直至VDD≤VL，VEN变为高电平，启动电路使能，再一次给旁路电容C1充电直至VDD≥VH，这时VEN又产生下降沿，计数器“进位”，使得VQ变为高电平，进而使VSD变回低电平，驱动器等功能电路重新开启，开关电源工作，进行能量转换；
若短路故障未排除，旁路电容C1仍会释放能量以维持控制器100的工作，电压VDD下降直至VDD≤VL，则保护电路110会重复上述过程，周而复始直至故障排除。
如图5所示，VSD的高电平持续时间TR即为休息时间，开关电源可以利用休息时间TR进行充分散热，而VDD由高限电压VH下降至低限电压VL且VSD为低电平的时间TD即为检测延时，这两个时间在保护过程中交替出现，以便开关电源在故障排除之后能瞬速恢复正常输出。
综上所述，本发明通过辅助绕组间接检测电源的输出状态，若输出短路则辅助绕组无法供能，则旁路电容放电至VDD≤VL，以“告知”控制器100，“输出短路故障发生”。
本发明的检测延时TD和休息时间TR可由旁路电容C1进行调试。在实施例1中，控制器100正常工作所需的电流IRun＝800uA，高限电压VH＝18V，低限电压VL＝8V，启动电路120的充电电流IC＝2mA，保护电路110的工作电流IS＝80uA。根据电容充放电公式及上述原理可得，检测延时TD满足下列表达式
休息时间TR满足下列表达式
综合式(4)和式(5)可得，自动重启动占空比DRST-满足下列表达式
与现有技术的式(3)相比，实施例1式(6)的分子不再由充电电流IC决定，而是取决于保护电路110的工作电流IS；同时从式(6)分母的表达式中可以看出IC和IS的差值越大，分母越接近IS+IRun；例如在IC远大于IS的应用下，经工程近似后，自动重启动占空比DRST只取决于IRun和IS，故而减小DRST与减小电源启动时间的初衷不矛盾，完美解决了现有技术的技术限制。式(6)的有益效果实质上是通过计数器对旁路电容充放电周期计数，使得时间倍化而引入的。
为了满足容性负载的需求，实施例1将检测延时TD设计为100ms，则根据式(4)和上述数据，可以得出C1＝8uF，然后带入式(5)可得出休息时间TR＝1.08s，其自动重启动占空比DRST＝8.5％，足以满足大部分功率等级的开关电源短路保护的散热要求。
由式(6)可知，本技术领域的普通技术人员可以根据实际应用情况，合理设计控制器正常工作所需的电流IRun、充电电流IC以及保护电路的工作电流IS，获得合适的自动重启动占空比DRST来满足其它应用领域下相关的设计要求，这些都应属于本发明的思想，均落在本发明权利保护范围之内。
综上所述，本发明实施例1的计数器实质上是一个二进制计数器，在电路结构上可以使用1个D触发器实现，与现有技术使用“16～17个D触发器”相比，大大减小了电路面积，可以进一步节省控制器的成本，提高集成度。而在不过分增加电路面积的基础上，本技术领域的普通技术人员可以根据实际应用情况，增加计数器的位数，来获得更小的自动重启动占空比DRST，这些都应属于本发明的思想，均落在本发明权利保护范围之内。
实施例2
图6所示为本发明实施例2的控制器200中与保护电路210相关的原理框图，如图6所示，与实施例1不同的是，控制器200没有内置启动电路，控制器200的引脚VDD经外挂的启动电路20与开关电源输入电压VIN连接，辅助绕组NA、二极管D1和旁路电容C1的连接关系与实施例1相同，不再赘述。控制器200的应用电路及引脚连接关系与实施例1类似，且不影响下面原理说明，下文不再赘述，图6也并未示出。
实施例2的启动电路20可以根据控制器200的电压VDD来控制旁路电容C1的充电电流的通断：
当VDD≤5V，启动电路20给旁路电容C1充电；当VDD≥20V，启动电路20停止给旁路电容C1充电，启动电路20的充电电流IC＝6mA。
与实施例1相同，控制器200正常工作所需的电流IRun＝800uA<IC，高限电压VH＝18V，低限电压VL＝8V，保护电路210的工作电流IS＝80uA，保护电路210的电路结构、工作原理与实施例1相同，但是保护电路210不输出使能信号EN。
图7所示为本发明实施例2的信号示意图。如图7所示，实施例2与实施例1不同之处还在于，当VDD稍小于低限电压VL或VDD稍大于高限电压VH时，启动电路20都不会立即动作，而是必须等到电压VDD达到启动电路20的设定阈值(5V或20V)时，充电电流的状态(通或断)才会改变，即如图7所示，当关断信号SD变成低电平，VDD稍大于高限电压VH，开关电源重启后，即使输出短路故障仍未排除，启动电路也会以电流IC－IRun继续给旁路电容C1充电直至VDD＝20V。故实施例2的检测延时TD满足下列表达式
休息时间TR满足下列表达式
若仍将检测延时TD设计为100ms，则可算出C1＝6.5uF，休息时间TR＝1.49s，自动重启动占空比DRST＝6.3％，可以满足更大功率等级的开关电源散热要求。
以上仅是本发明的优选实施例，应当指出的是，上述优选实施例不应视为对本发明的限制。按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想的前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，这些均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (10)

1.一种输出短路的保护方法，其自动重启动占空比的设定包括如下步骤，
在开关电源发生输出短路时，使旁路电容经控制器进行的放电过程时间即为自动重启动占空比的检测延时；
在保护电路撤销关断信号之前，通过输入电压给旁路电容充电，再通过保护电路为旁路电容放电，以使旁路电容的充电、放电周期性地在供电端VDD产生高低交替变化的电压，进而以旁路电容在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程时间作为自动重启动占空比的休息时间。
2.根据权利要求1所述的输出短路的保护方法，其特征在于：所述自动重启动占空比的休息时间，在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程的时间总长，是开始于旁路电容经控制器的放电过程完成之时，包括一个旁路电容的充电过程时间和延迟时间，延迟时间通过对旁路电容的充放电过程的周期数进行计数来设定。
3.根据权利要求1所述的输出短路的保护方法，其特征在于：所述自动重启动占空比的休息时间，通过对旁路电容的充电过程进行两次计数来设定，即包括一个旁路电容的充电过程时间和一个旁路电容的充放电全过程时间。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的输出短路的保护方法，其特征在于：所述自动重启动占空比的休息时间，以检测延时的结束时间来开始，并通过计数方式来设定时间长度，即自动重启动占空比的具体设定包括如下步骤，
在开关电源发生输出短路时，由旁路电容经控制器的一次放电过程时间形成检测延时；
随后进入休息时间，开始旁路电容的一次充电，在旁路电容的一次充电过程完成之前，计数器输出维持为高电平；
在旁路电容的一次充电过程完成之时，计数器进位，计数器输出翻转为低电平；随之旁路电容开始二次放电过程及二次充电过程，在旁路电容的二次充电过程完成之前，计数器输出维持为低电平；其中，二次放电过程中旁路电容经保护电路进行放电；
在旁路电容的二次充电过程完成之时，计数器计数，计数器输出翻转为高电平，休息时间结束，保护电路撤销关断信号，重启开关电源。
5.根据权利要求4所述的输出短路的保护方法，其特征在于：所述自动重启占空比，遵循的比例关系，由工作电流IRun、充电电流IC以及保护电路的工作电流IS决定，具体遵循如下关系表达式：
其中，DRST为自动重启动占空比，TD为检测延时，TR为休息时间。
6.一种输出短路的保护电路，用于控制启动电路给旁路电容C1的充电，来对发生输出短路的开关电源进行间歇检测及重启控制，其特征在于：所述保护电路，具有输入端和关断输出端，输入端用于与启动电路的输出端、旁路电容C1的一端和供电端VDD连接，
在开关电源发生输出短路时，使旁路电容经控制器进行的放电过程时间即为自动重启动占空比的检测延时；
随后在保护电路撤销关断信号之前，输入电压给旁路电容充电，再由所述保护电路为旁路电容放电，以使旁路电容的充电、放电周期性地在供电端VDD产生高低交替变化的电压，进而以旁路电容在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程时间作为自动重启动占空比的休息时间；
在休息时间结束时，所述保护电路撤销关断信号，用以重启开关电源。
7.根据权利要求6所述的输出短路的保护电路，其特征在于：所述保护电路还包括计数器，用于对旁路电容的充放电周期数进行计数；所述自动重启动占空比的休息时间，在与检测延时的放电过程相交替的充电过程至隔周期的充电过程的时间总长，是开始于旁路电容经控制器的放电过程完成之时，包括一个旁路电容的充电过程时间和延迟时间，计数器通过对旁路电容的充放电过程的周期数进行计数来设定延迟时间。
8.根据权利要求6所述的输出短路的保护电路，其特征在于：所述保护电路还包括计数器，所述保护电路的自动重启动占空比，通过计数器来设定休息时间，
在开关电源发生输出短路时，由旁路电容经控制器的一次放电过程时间形成检测延时；
随后开始旁路电容的一次充电，在旁路电容的一次充电过程完成之前，计数器输出维持为高电平；
在旁路电容的一次充电过程完成之时，计数器进位，计数器输出翻转为低电平；随之旁路电容开始二次放电过程及二次充电过程，在旁路电容的二次充电过程完成之前，计数器输出维持为低电平；其中，二次放电过程中旁路电容经保护电路进行放电；
在旁路电容的二次充电过程完成之时，计数器计数，计数器输出翻转为高电平，休息时间结束，保护电路撤销关断信号，重启开关电源。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的输出短路的保护电路，其特征在于：所述保护电路，包括比较器(111)，非门(112)、计数器(113)和与非门(114)，比较器(111)的正相输入能根据其输出电平来选择是接入高限电压，还是接入低限电压，其反相输入与供电端(VDD)连接，输出分别和非门(112)及计数器(113)的输入连接；比较器(111)的输出还引出作为保护电路的使能输出端，用于输出使能信号给启动电路；非门(112)的输出作为与非门(114)的第一输入，计数器(113)的输出作为与非门(114)的第二输入，与非门(114)的输出作为保护电路的关断端。
10.一种开关电源的控制器，包括权利要求9所述的保护电路和启动电路，其特征在于：所述控制器具有自启动电路的输入端引出的引脚(D)，用于与开关电源的变压器原边绕组的同名端连接；所述保护电路的输入端与启动电路的输出端连接，并引用作为供电端(VDD)。
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