CN100474752C - 用于控制开关电源的半导体装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供的具备开关元件(1)与开关动作控制电路的开关电源控制用半导体器件(51)上，开关元件(1)的间歇开关动作中，在计数电路(14)计数完成前有从轻负荷时检测电路(32)的恢复信号输出时，用来自该恢复信号输出后的变压器复位检测电路(13)的变压器复位信号的时刻，重新开始开关元件(1)的开关动作。在计数电路(14)计数完成后有从轻负荷时检测电路(32)的恢复信号输出时，仅用该恢复信号的输出时刻，而与变压器复位信号无关地重新开始开关元件(1)的开关动作。

Description

用于控制开关电源的半导体装置
技术领域
本发明涉及利用开关动作控制开关电源的输出电压的开关电源控制用半导体器件。
背景技术
在家电制品等的一般家用设备中，作为其电源装置，历来出于降低电耗提高电力效率等的目的，广泛使用开关电源装置，其中采用利用半导体(晶体管等的开关元件)产生的开关动作来控制输出电压(稳定化等)的开关电源控制用半导体器件。
特别近年来，从进一步防止地球温暖的立场出发，家电制品等设备中，减少其工作待机时的电耗尤其引人注目，强烈要求待机时的电耗更低的开关电源装置。
为适应这种要求，根据设备的工作模式开发分别使用两个开关电源装置的电源***，例如设置在设备通常动作状态(通常模式)的额定负荷时供电用的主电源用的开关电源装置，与跟其分开独立地设置对设备的待机工作状态(待机模式)的待机时供电用的待机专用的开关电源装置，在设备待机时由待机专用的开关电源装置供电，在额定负荷时由主电源用的开关电源装置供电。
这种电源***中，由于需要两个开关电源装置(变换器)，故存在包含开关电源控制用半导体器件在内的电路总体成本增高的缺点。因此在必须抑制成本的要求强烈时，大多采用能用一个开关电源装置(变换器)构成的电源***。这时，作为该电源装置，从电源效率和噪声方面考虑多采用部分谐振型的。
然而上述的开关电源控制用半导体器件在待机时等的轻负荷时，流过开关元件的电流是减低了，但开关电源控制用半导体器件的内部电路电流有必要通过变压器始终供给。因此，不可能使包含流过开关元件的电流在内的流过开关电源的电流为零，故即使无负荷时也流过一定大小的电流。从而即使无负荷时，也因开关元件的开关动作而发生损耗，以致负荷越轻该开关元件的损耗所占比例越大，结果存在的问题是由于开关电源的电力效率下降，不能实现电源待机时节省电力的要求。
此外，部分谐振型开关电源装置存在诸如因轻负荷时振荡频率增高，开关损耗加大，待机模式的电源效率下降那样问题。
(以往例1)
作为对上述那样的待机模式中的电源效率下降问题的解决方案(例如参照日本国特许公报的特开2002—315333号)，采用由微机检测电源的次级侧的负荷状态，接受该信号，转移到待机模式，利用反馈控制，以商用频率为基础，采用间歇振荡的控制技术。这时，为改善待机模式时的电源效率，用微机进行反馈控制，使得当成为轻负荷、输出电压上述达到规定值以上时，就停止开关元件的开关动作，其后当输出电压下降达到规定值以下时，就重新开始开关元件的开关动作。
该开关电源，由于开关动作间歇时的振动频率为一定，而与负荷状态无关，因此对待机时的电源效率的改善而言，仍不能说是充分的。
(以往例2)
针对以上问题，参考以下的开关电源装置。用图16说明该开关电源装置的大概情况如下。
图16示出以往的开关电源装置的一构成例子的电路图。该开关电源装置如图16所示，直流输入电压VIN通过变压器103的初级绕组103a加到开关元件1，控制利用整流器104和电容器105对由于开关元件1的开关动作发生于变压器103的次级绕组103b的交流电流进行整流滤波后得到的直流输出电压Vo，对负荷109供电，在这样的开关电源中，具有：根据变压器103的第三绕组103c发生的交流电压，，检测由开关元件1的开关动作发生的变压器103的复位状态，并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路13；根据变压器103的次级绕组103b发生的直流电压Vo的变化，将通过输出电压检测电路106和光电晶体管101得到的控制电流的变化变换为与该电流值对应的电压的I—V变换器29；根据I—V变换器29的输出电压VEAO的变化，在作为表示对负荷109的供电的大小的负荷状态检测出轻负荷时，输出控制开关元件1的开关的间歇动作用的控制信号的轻负荷时检测电路32；这样，构成驱动开关元件1的控制电极(栅极)的控制电路的一部分。
又，轻负荷时检测电路32输出控制间歇动作用的控制信号，使在I—V变换器29的输出电路VEAO小于检测轻负荷时用的轻负荷时检测下限电压VR1时，停止开关元件1的开关动作，在I—V变换器29的输出电压VEAO大于检测轻负荷时用的轻负荷时检测上限电压VR2时，重新开始开关元件1的开关动作。控制电路的构成为，根据来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号和来自轻负荷时检测电路32的控制信号，驱动开关元件1的控制电极(栅极)，控制轻负荷时的间歇动作。
说明了上述构成的开关电源装置的概略动作。这里说明在检测出轻负荷时，由开关元件进行间歇开关动作的开关电源控制用半导体器件的电源动作。
图16中，当内部电路上升到基准电压时，控制电路就起动，之后，当端子46的电压因连接于端子46与端子47之间的电容器而上升、达到起动电压时，就使功率MOSFET等的开关元件1接通成导通状态，当其漏极电流达到由从连接于变压器103的次级绕组103b的输出电压检测电路106向光电晶体管110的光电耦合电流产生的反馈电流所决定的过电流检测电平时，就使开关元件1关断成截止状态。当开关元件1截止时，其漏极电压就通过变压器103的电感与开关元件1的漏—源极间电容的谐振，进行阻尼振荡动作。
这样，一旦开关电源控制用半导体器件起动时，就由变压器103的第三绕组(偏置绕组)103c检测出下一个导通信号，但在控制电路内部，偏置绕组电压事先被箝位于+～—电平上，当控制电路内部偏置绕组电压达到设定值以下时，就输出导通信号。又，偏置绕组检测端子49上连接有电阻116与电容器117，并调整由电阻116与电容器117的数值决定的时间常数，得到用开关元件1的漏极电压底部来开通开关元件1那样的时刻。
重复以上的动作，得到所希望的输出电压Vo，但为改善轻负荷时的电源效率，通过进行当反馈电流达到某一定值及以上时使开关元件1的开关动作停止，当反馈电流达到某一定值及以下时使重新开始开关元件1的开关动作的间歇振荡控制(间歇开关动作)。来改善轻负荷时的电源效率，削减电耗。
此外，作为开关元件1的开关动作的一种控制方法，是准谐振型的RCC控制，能降低开关元件导通时的开关损耗，并实现低噪声，故适合于要求低噪声、高效率及高输出的市场需要。此外，由于在轻负荷时成为间歇振荡控制产生的间歇开关动作，故抑制了一般用RCC成为问题的轻负荷时的开关频率上升，在一定程度上降低轻负荷时的开关损耗。
但是，在上述以往的开关电源装置中，是以反馈电流值为基础，输出为重新开始间歇开关动作中的开关动作用的恢复信号的方式，并不知道由恢复信号引起的开关重新开始时的开关元件的漏极电压电平位于那一位置，存在开关重新开始时成为硬开关，发生开关元件导通时的开关损耗那样的问题。
又，在开关元件的漏—源极之间，作为电容器118连接了容量较大的电容器，因此也存在开关元件导通时发生CV2/2的损耗，且漏极电压越高由于电容器118发生的损耗越大那样的问题。
这样一来，不能降低轻负荷时的开关元件的电流损耗，在包含待机模式在内的广阔范围的负荷领域内，不能得到充分高的电力效率，妨碍了降低成本和提高开关电源效率。
发明内容
本发明为解决上述以往的问题，其目的在于提供能降低轻负荷时的开关元件的电流损耗并进一步削减轻负荷时的电耗，能在包含待机模式在内的广阔范围的负荷领域内容易得到充分高的电力效率，能降低成本且进一步改善开关电源的电源效率的开关电源控制用半导体器件。
为解决上述的课题，本发明的开关电源控制用半导体器件，构成是在直流电输入电压通过变压器初级绕组加到开关元件，控制对利用所述开关元件的开关动作在所述变压器的次级绕组上发生的交流电流进行整流滤波后得到的直流电压，对负荷进行供电的开关电源中，具备一种控制电路，该电路具有：根据所述变压器的第三绕组发生的交流电压，检测由所述开关元件的开关动作发生的所述变压器的复位状态，并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路；将表示根据所述变压器次级绕组发生的交流电流的所述直流电压变化的控制电流的电流值变换为电压的I—V变换器；根据所述I—V变换器的输出电压的变化，在作为表示对所述负荷供电大小的负荷状态检测出的轻负荷时，输出用于控制所述开关元件的开关间歇动作的控制信号的轻负荷时检测电路，为了在所述I—V变换器的输出电压小于检测所述轻负荷时用的轻负荷时检测下限电压时，停止所述开关元件的开关动作，并在所述I—V变换器的输出电压大于检测所述轻负荷时用的轻负荷时检测上限电压时，重新开始所述开关元件的开关动作，构成所述轻负荷时检测电路使其输出控制所述间歇动作用的控制信号，利用所述控制电路根据所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号和所述轻负荷时检测电路的控制信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述间歇动作的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，所述控制电路上设置开通控制手段，所述开通控制手段在来自所述轻负荷时检测电路的控制信号产生的开关动作停止的时刻，由计数电路开始对来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号计数，根据该计数完了与所述轻负荷时检测电路来的控制信号的开关动作重新开始的各时刻的前后关系，控制在所述开关动作重新开始时的开通的时刻，构成所述开通控制手段，使在所述计数电路计数完成前有从所述轻负荷时检测电路表示所述开关动作重新开始的控制信号的输出时，在来自该控制信号输出后的所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的时刻，开通所述开关动作重新开始时的开关。
又，本发明的开关电源控制用半导体器件，构成所述开通控制手段，使在所述计数电路计数完成后有从所述轻负荷时检测电路表示所述开关动作重新开始的控制信号的输出时，在该控制信号的输出时刻，开通所述开关动作重新开始时的开关。
又，本发明的开关电源控制用半导体器件，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一半导体基板上，在所述半导体基板上作为外部连接端子作为外部连接端子至少设置有通过所述变压器的初级绕组将所述输入电压输向所述开关元件用的开关元件输入端子、输出利用所述开关元件的开关动作得到的开关电流用的开关元件输出端子、对所述控制电路供给根据通过所述开关元件的开关动作发生于所述变压器的第三绕组的电流的直流电压用的电源端子、输入控制由所述开关元件产生的开关的间歇动作的控制信号用的控制端子、以及对所述变压器复位检测电路供给所述变压器复位检测信号用的变压器复位检测用端子。
根据上述的本发明，在间歇动作的停止期间，比较变压器复位检测信号波形的计数值与预先设定于计数电路的计数预设定值，直至它们相一致，在轻负荷时检测电路输出恢复控制信号时，通过控制以该恢复控制信号输出后的变压器复位检测信号波形的时刻，开通开关元件，从而能减轻由轻负荷时的间歇开关动作中的谐振用电容器引起的开关电力损耗。
因此，能降低轻负荷时的开关元件的电流损耗并进一步削减轻负荷时的电耗，能在包含待机模式在内的广阔范围的负荷领域内容易得到充分高的电力效率，能低成本且进一步改善开关电源的电源效率。
附图说明
图1示出本发明的实施形态1的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。
图2示出具备该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的开关电源装置的一构成例的电路图。
图3示出说明该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的基准电压源的动作用的时序图。
图4示出该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的基准电压源的内部电路的一构成例的电路图。
图5示出说明该实施形态1的开关电源控制用半导体器件及具备该开关电源控制用半导体器件的开关电源装置的动作用的时序图。
图6示出该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的额定负荷时的开关开始动作的波形图。
图7示出该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的待机状态1的开关开始动作的波形图。
图8示出该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的待机状态2的开关开始动作的波形图。
图9示出本发明的实施形态2的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。
图10示出该实施形态2的开关电源控制用半导体器件的开关动作波形图。
图11示出该实施形态2的开关电源控制用半导体器件的延时电路的一构成例的电路图。
图12示出本发明的实施形态3的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。
图13示出该实施形态3的开关电源控制用半导体器件的延时电路的一构成例的电路图。
图14示出该实施形态3的开关电源控制用半导体器件的延时电路的动作波形图。
图15示出本发明的实施形态的开关电源控制用半导体器件的计数器电路的一构成例的电路图。
图16示出以往的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图具体说明表示本发明的实施形态的开关电源控制用半导体器件。
(实施形态1)
说明本发明的实施形态1的开关电源控制用半导体器件。
图1示出本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。图2示出采用本实施形态1的开关电源控制用半导体器件构成的开关电源的一构成例的电路图。
该开关电源控制用半导体器件51，将功率MOSFET等的开关元件1与进行开关元件1的开关控制用的控制电路集成于同一块半导体基板上，由开关元件1的输入端子46与输出端子47、开关电源控制用半导体器件51的起动电压检测用端子和控制电路的电源端子48、输入控制信号用的控制端子50、变压器103的偏置绕组(第三绕组)电压检测用端子(变压器复位检测端子)49，共5个端子构成。
调整器6连接在开关元件1的输入端子46、起动电压检测用端子48以及控制电路和栅极驱动器用基准电源8之间，在开关元件1的输入端子46的电压达到一定值及以上时，供给开关电源控制用半导体器件51的内部电路电流，利用比较器9控制使开关电源控制用半导体器件51的控制电路和栅极驱动器基准电源8的电压为一定值。
起动/停止电路用比较器7的输出，输向NAND电路44，其输出信号通过栅极驱动器45输出到开关元件1的栅极，根据端子48的电压的大小，控制开关元件1的振荡与停止。
22是箝拉电路，接于控制端子50，由于在开关电源控制用半导体器件51的外部连接有光电晶体管110等，故被设于一定电位上。
29是I-V变换器，将从控制端子50流出的电流内部变换为电压。高侧箝拉电路12与低侧箝拉电位11连接于检测变压器103的偏置绕组103c的电压的端子49上，限制着输入到开关电源控制用半导体器件51的内部的电压。此外，在端子49上连接变压器复位检测电路13，利用单稳态脉冲(变压器复位)发生电路21，决定开关元件1的开通信号的时刻。
10是起动脉冲发生电路，利用比较器7的输出信号即利用起动信号发生输出，通过OR电路输入到RS触发器35的置位端，其输出Q被输入到NAND电路44。
起动后利用起动脉冲信号，然后通常动作中利用单稳态(变压器复位)脉冲信号，通过OR电路34，RS触发器35的输入信号Q为H，使开关元件1处于开通状态。
开关元件1导通后，由流过开关元件1的电流与开关元件1的导通电阻产生的电压即导通电压输入漏极电流检测用比较器41的正侧，当该电压大于负侧电位时，通过导通时熄灭脉冲发生电路42与AND电路43，作为RS触发器35的复位信号被输入，使开关元件1关断。即，通过检测开关元件1的导通电阻来限制漏极电流。
此外，在漏极电流检测用比较器41的负侧上，根据箝拉电路36和与控制端子50对应流出的电流由I-V变换器29内部变换成的输出电压VEAO，施加由恒流源37和P型MOSFET38生成的电压，在箝拉电路36限制漏极电流的上限(最大漏极电流)，可利用I-V变换器29的输出电压VEAO的电平使开关元件1的漏极电流变化。即是说，由于从控制端子50流出的电流越增大，I-V变换器29的输出电压VEAO越下降，故降低漏极电流检测用比较器41的负侧电位，结果便降低了开关元件1的漏极电流。
这样，根据利用控制端子50的电流经内部电压变换的I-V变换器29的输出电压VEAO，与由端子49检测变压器103的偏置绕组103c的电压，并利用决定开关元件1的开通的时刻的变压器复位检测电路13的输出发生单稳态脉冲的变压器复位脉冲发生电路21的输出信号，决定开关元件1的导通/截止。
该开关电源装置通过用二极管桥式等整流器101整流商用交流电源，用输入电容器102滤波，得到直流电压VIN，供给电力变换用变压器103。变压器103具有初级绕组103a与次级绕组103b以及第三绕组(用作偏置绕组)103c，直流电压VIN加到初级绕组103a上。
加到变压器103的初级绕组103a的直流电压VIN，利用开关电源控制用半导体器件51内的开关元件1进行开关。然后通过该开关元件1的开关动作，在变压器103的次级绕组103b取出电流。次级绕组103b取出的电流通过连接于次级绕组103b的二极管104和电容器105的整流和滤波，作为输出电压V0产生的直流电力供给负荷109。
在电容器105的两端上连接例如由LED107和齐纳二极管108构成的输出电压检测电路106，将用来稳定输出电压V0的反馈信号输出到连接开关电源控制用半导体器件51的控制端子50的初级侧的光电晶体管110。
此外，在变压器的第三绕组103c上，连接偏置绕组电压检测用端子49，以及通过二极管112连接起动电压检测用端子48。又，电容器111是使端子48不急剧下降的元件即是使其稳定的元件，接于端子49的电阻116及电容器117是产生延时用的元件，借此调整端子49上检测出的变压器复位检测的时刻。接于开关元件1的输入输出间的电容器118是决定与变压器103的谐振产生的振铃的大小与周期用的元件。
图1所示的开关电源控制用半导体器件51中设有轻负荷时检测电路32，对其加上由I-V变换器29将控制端子50流出的电流作电压变换后的输出电压VEAO。该轻负荷时检测电路32上设有轻负荷时检测用比较器30。加上I-V变换器29输出的输出电压VEAO作为轻负荷时检测用比较器30的负输入，加上基准电压源31输出的基准电压VR作为正输入。轻负荷时比较器30比较输出的电压VEAO与基准电压VR，在输出电压VEAO低于基准电压VR时，便经由倒相器33将规定的输出信号V01输出到AND电路15、17、19。另外，轻负载时检测用比较器30的输出信号V01也供给基准电压源31，基准电压源31接受轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01，使输出电压VR起变化。
检测变压器复位检测端子49的电压并从变压器复位检测电路13输出的变压器复位检测信号，作为时钟信号，作为另一输入信号加到AND电路19，AND电路19的输出供给发生单稳态脉冲形态的变压器复位脉冲的变压器复位脉冲发生电路21。轻负荷时检测时即开关元件1停止时，因担心根据其停止时间，谐振动作的振幅会变小，不能检测出变压器复位信号，因此使变压器复位脉冲发生电路21不动作。
RS触发器16的置位端子(S)上，通过计数器电路14输入变压器复位检测电路13的输出信号，复位端子(R)上，输入AND电路15的输出信号，而输入AND电路15的信号是变压器复位检测电路13的输出信号与以轻负荷时检测比较器30的输出信号V01作为输入经由倒相器33输出的信号。另外，以轻负荷时检测比较器30的输出信号V01作为输入、经由倒相器33输出的信号也输入到计数器电路14。RS触发器16的输出信号Q的一方输入到AND电路17，另一方经倒相器18输入AND电路19。通常动作时，在RS触发器的复位端子(R)上输入H，故输出信号Q为L，在AND电路17的一方输入上输入L，使间歇结束脉冲发生电路20不起作用。另外，在轻负荷时进入间歇停止动作时，以轻负荷时检测比较器30的输出信号V01作为输入、经倒相器33输出的信号为L，但该信号输入到计数器电路14，使计数器电路14接受变压器复位检测电路13的输出信号，当计数到预设的计数值时，从计数器电路14输出H信号，由于H被输入到RS触发器16的置位端子(S)，故输出信号Q为H，经由倒相器18在AND电路19上输入L。这时，变压器复位脉冲发生电路21成为不起作用的状态。另外，该状态被保持直到从轻负荷时间歇停止状态转移到恢复状态，经由倒相器33输入轻负荷时检测比较器30的输出信号V01的H信号，并且变压器转移检测电路13的输出H信号被输入AND电路15，H被输入RS触发器16的复位端子(R)为止。另外，轻负荷时进入间歇停止动作，计数器电路14的计数值未到达预设定的计数值期间，经由倒相器33输入轻负荷时检测比较器30的输出信号V01的信号H即恢复信号被输出时，由于RS触发器16的置位端子(S)上仍旧输入L，故在恢复信号输出后，通常动作时，进行没有任何变化的动作。
另外，轻负荷时检测比较器30的输出V01经由倒相器33和AND电路17输入到间歇结束脉冲发生电路20，在停止期间结束后，RS触发器的输出信号Q为H时，间歇结束脉冲发生电路20的输出被输入到OR电路34，其输出信号作为RS触发器35的置位信号输入。RS触发器35的输出信号被输入到NAND电路44，其输出通过栅极驱动器45输出到开关元件(功率MOSFET)1的栅极。这样，当利用轻负荷时检测比较器30检测出待机状态即轻负荷状态时，使变压器复位检测电路13不动作，利用间歇结束脉冲发生电路20的输出信号进行开关控制，重新开始关元件1的开关动作。
如上所述，通过对轻负荷时进行间歇控制，能抑制开关元件1的开关损耗，改善轻负荷时的电源效率，但在以往例中，与负荷的状态无关地按照间歇动作的恢复信号利用恢复脉冲(间歇停止结束脉冲)重新开始开关动作。
在进入间歇动作，开关元件1即内藏功率MOSFET停止(截止)期间，利用变压器的L(电感)与D-S极间电容(MOS自身的电容与外加电容的总和)的谐振，开关元件1的漏极电压进行振铃动作。
这里，在负荷非常轻且间歇动作的停止期间较长时，振铃衰减，漏极电压为振动中心附近的电压，在利用恢复信号使功率MOSFET1导通后，发生由D-S极间电容引起的较大的损耗。该损耗以CV2/2表示，故当漏极电压的电平高时和电容C大时，该损耗显著。然而，当停止期间长时，由于停止期间长使开关损耗的降低效果明显，复位后进行准(部分)谐振动作，在漏极电压的底部(零伏)进行导通，故以CV2/2表示的损耗达到可忽略的程度。也就是说，仅仅间歇动作恢复后的振铃波形一触发，就由于漏极电压和外加C引起损耗。
但是在间歇的停止期间短且停止、恢复以短时间反复时，上述以CV2/2表示的损耗变得非常大，尽管好容易利用间歇动作控制改善了轻负荷时的电源效率，但损耗仍有可能变大。
因此如图1所示，利用间歇动作使功率MOSFET1的开关动作停止之后，对变压器复位检测信号即振铃进行计数，若在某计数以内，则不用间歇动作中的开关恢复信号来使开关元件(功率MOSFET)1导通，而用恢复信号后输入的变压器复位检测信号来使开关元件(功率MOSFET)1导通。即，与通常状态相同地用漏极电压的底部来导通。这在间歇动作中的恢复停止以短时间反复时是有效的，这样一来，即使在振铃的衰减小的阶段，也由于能用漏极电压的底部来导通，故可降低以CV2/2表示的损耗。
又，使计数器电路14的复位，在间歇动作恢复后检测出变压器复位检测信号时进行。这样一来，能固定计数器的输出直至恢复后开关元件(功率MOSFET)1导通为止。
说明了这般构成的开关电源控制用半导体器件51及开关电源装置的轻负荷时的动作。再者，这种开关电源装置是利用部分谐振动作的铃流抑制转换器(RCC)，是说明本实施形态1用的一构成例。
图3为说明本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的基准电压源动作用的时序图。图4示出本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的基准电压源的内部电路的一构成例的电路图。图5为说明实施形态1的开关电源控制用半导体器件及具备该开关电源控制用半导体器件的开关电源装置动作用的时序图。
当对整流器101输入商用电源的交流电源时，就由整流器101与电容器102整流与滤波，变换为直流电压VIN。将该直流电压VIN加到变压器103的初始绕组103a上。然后当VIN达到一定值以上时，就通过开关电源控制用半导体器件51内的调整器6，充电电流流入电容器111，并当开关电源控制用半导体器件51的端子48的电压达到由起动/停止用比较器7设定的起动电压时，开始开关元件1的开关动作的控制。
由起动脉冲发生电路10以起动/停止用比较器7的输出信号为基础，发生起动脉冲，开通开关元件1。另外，次级侧的输出由于起动时较低，没有电流流过输出电压检测电路106的齐纳二极管108，故没有电流流过光电晶体管110。因而，I-V变换器29的输出电压VEAO成为比箝拉电路36更高的电平，漏极电流检测用比较器41的负侧设定由箝拉电路36决定的电压。当起动脉冲发生电路10发生起动脉冲，开通开关元件1时，电流流过开关元件1，与导通电阻的积决定的导通电压输入到漏极电流检测用比较器41的正侧，当其上升到由负侧决定的电压及以上时，于是RS触发器35的复位端子信号上输入H，使开关元件1关断。
此后，由变压器103的电感与电容器118以及开关元件1的输入输出极间电容决定的谐振动作使变压器103的第三绕组(偏置绕组)103c的电压从正到负，也即，使开关元件1的输入端子46的电源下降时，根据变压器复位检测电路13将来自变压器复位脉冲发生电路21的单稳态脉冲信号经由OR电路34，对RS触发器35的置位端子输入H，使开关元件1开通。
另外，利用接于变压器103的第三绕组(偏置绕组)103c与端子49之间的电阻116和电容器117，调整变压器复位检测电路13的检测时间，使在开关元件1的输入端子46的电压大致为零伏的点开通开关元件1。
重复上述的开关动作，输出电压V0一直上升，但当达到输出电压检测电路106设定的电压及以上时，LED107就导通，电流流通光电晶体管110，电流从开关电源控制用半导体器件51的控制端子50流出。以该流出电流的大小使I-V变换器29的输出电压VEAO下降，使漏极电流检测用比较器41的负侧下降，因而减小开关元件1的漏极电流。这样，开关元件1的导通占空比变化到适当的状态。这就是说，根据变压器复位检测电路13的输出信号，由变压器复位脉冲发生电路21输出的单稳态脉冲开通开关元件1，开关元件1的导通占空度比由控制端子50流出的电流而定。
即，在对负荷109的电流供给小的轻负荷时，电流IDS流过开关元件1的期间变短，在重负荷时，电流IDS流过开关元件1的期间变长。
这样，开关电源控制用半导体器件51根据开关电源供给负荷109的电力，相应控制开关元件1的漏极电流IDS，进行所谓使导通占空比变化的控制。此外，由于开关元件1的开通的时刻被设定为在谐振动作中开关元件1的输入电压最低时输出，故导通时的开关损耗几乎没有。即是说进行能忽略导通时的开关损耗那样的部分谐振动作。通过这样的动作，能实现通常动作时的高效率和低噪声。
轻负荷时检测用比较器30，对由I-V变换器29将控制端子50流出的电流进行电压变换后的输出电压VEAO与基准电压源31的输出电压VR进行比较。基准电压源31的输出电压VR，最初为轻负荷时检测下限电压VR1(图5的额定负荷)。在对与开关电源的输出连接的负荷109供给的电流变小的待机时的情况下等，当供给负荷的电流一下降，输出电压V0就上升(图5的负荷变动状态)，由LED107产生的光电晶体管110的电流就增加。由于该电流使控制端子50流出的电流增加，故按照式(1)，I-V变换器29的变换电压VEAO下降。
VEAO＝V0—R×I        ……(1)
这里，V0是预设定的基准电压源28的基准电压，R是电阻27的电阻值，I是将控制端子50流出的电流经内部的密勒电路23～26变换后的电阻27上流过的电流值。
因此按上述式(1)，从控制端子50流出的电流越增大，I-V变换器29的输出电压VEAO降低越多。随之，漏极电流检测用比较器41的基准电源(负侧)下降，开关元件1的漏极电流逐渐下降，对负荷109的电力供给一直下降。然后，当该I-V变换器29的变换电压VEAO小于轻负荷时检测下限电压VR1时，就变成轻负荷时检测状态，如图3所示，轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01从低电平变到高电平。
于是，通过倒相器33的AND电路19的输出成低电平，变压器复位脉冲发生电路21的单稳态脉冲信号不输出，因此停止了开关元件1的开关动作。与此同时，接受轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01，基准电压源31的输出电压VR从轻负荷时检测下限电压VR1变更到轻负荷时检测上限电压VR2(图5的待机状态(1)、(2))。
当开关元件1的开关动作停止，开关元件1成截止状态时，就成没有电流流过开关元件1的状态。这样，由于不对负荷109供电，对负荷109的输出电压V0逐渐下降。于是I-V变换器29的输出电压VEAO渐渐上升，但由于基准电压源31的输出电压变成比轻负荷时检测下限电压VR1高的轻负荷时检测上限电压VR2，如图3所示，没有立即重新开始开关元件1的开关动作。
然后，如图3所示，当对负荷109的输出电压V0进一步下降，I-V变换器29的输出电压VEAO超过轻负荷时检测上限电压VR2时，轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01成低电平，接受该信号(即恢复信号)，按照以下两种情况重新开始开关元件1的开关动作。(1)在开关元件1停止时由变压器复位检测电路13产生的开关元件1的振铃次数未达到计数器电路14设定的计数值的期间，输入开关元件1的开关动作恢复信号时，接受恢复信号后由变压器复位检测电路13检测出的变压器复位检测信号，以变压器复位脉冲发生电路21产生的单稳态脉冲重新开始开关元件1的开关动作，以后，利用通常的变压器复位脉冲发生电路21的单稳态脉冲输出信号，开关元件1进行开关。(2)在开关元件1停止时由变压器复位检测电路13的开关元件1的振铃次数达到计数器电路14设定的计数值后，输入开关元件1的开关动作恢复信号时，利用通过倒相器33的间歇结束脉冲发生电路20输出恢复的单稳态脉冲，重新开始开关元件1的开关动作。同时，利用AND电路19使动作停止的变压器复位检测电路13有效，利用变压器复位脉冲发生电路21的单稳态脉冲输出信号，开关元件1重新开始通常的准(部分)谐振型的开关动作(图5)。
另外，如图3所示，当I-V变换器29的输出电压VEAO从轻负荷时检测上限电压VR2上升，轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01成低电平时，基准电压源31的输出电压VR从待机时(轻负荷时)检测上限电压VR2向待机时(轻负荷时)检测下限电压VR1变更。当重新开始关元件1的开关动作时，由于开关元件1的导通占空比比轻负荷时检测时的导通占空比更宽，故对负荷109的电力供给过剩，对负荷的输出电压V0再次上升，I-V变换器29的输出电压VEAO下降。然后当再次检测出轻负荷时，就停止开关元件1的反复通断引起的开关动作。
这样，基准电压源31的输出电压VR，根据轻负荷时检测从轻负荷时检测下限值VR1向轻负荷时检测上限值VR2变化，因此，在检测待机时的期间，重复开关元件1的通断动作的开关控制成反复停止与重新开始的所谓的间歇振荡状态(间歇开关动作)。
对负荷109的输出电压V0在该间歇振荡的停止期间中下降，但下降程度依存于对负荷109的供给电流。即，负荷109消耗的电流越小，负荷109的输出电压V0的下降越平缓，负荷109消耗的电流越小，间歇振荡的停止期间越长，因此负荷越变越轻，开关元件1的开关动作越是减少。
图4所示的基准电压源31，由决定基准电压源31的输出电压VR用的恒流源300、恒流源301及电阻303，与P型MOSFET等开关元件302及倒相器电路304所构成。
恒流源300供给恒流I1，接到电阻303上。恒流源301供给恒流I2，通过开关元件(P型MOSFET)302接到电阻303上。在开关元件302的栅极等的输入端子上，通过倒相器304输入轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01。此外，恒流源300和恒流源301以及电阻303生成的电压被作为基准电压源31的输出电压VR输出，输入到轻负荷时检测用比较器30的正侧端子。
以下，说明如此构成的轻负荷时检测电路32的动作。
如图3所示，在轻负荷时检测前状态中，由于轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01为低电平(LOW)，故开关元件302截止。因此，这时的基准电压源23的输出信号VR即轻负荷时检测下限电压VR1由式(2)表示。
VR1＝R1×(I1)           ……(2)
另一方面，一为轻负荷时检测状态，轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01就变为高电平(HIGH)，故开关元件302导通，恒流源301供给的电流I2也流过电阻303。因此，这时的基准电压源31的输出信号VR即轻负荷时检测上限电压VR2由式(3)表示。
VR2＝R1×(I1+I2)        ……(3)
根据上述，如图3所示，按轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01，基准电压源31的输出电压VR或为轻负荷时检测下限电压VR1，或为轻负荷时检测上限电压VR2，从而生成待机时的间歇振荡状态。而且，利用间歇开关动作与计数器电路产生的漏极电压的底部导通，可比以往更加改善轻负荷时的电源效率。
另外，本实施形态1中，根据轻负荷时检测用比较器30的输出信号V01来改变基准电压源31的输出电压设定用的恒流值，然而也可以根据轻负荷检测用比较器30的输出信号V01来改变基准电压源31的输出电压设定用的电阻值。
以下，将连接变压器103的次级绕组103b的直流输出侧的负荷状态按情况分为额定负荷时、待机状态(1)时、待机状态(2)时，并分别说明与各波形对应的动作。
图6示出本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的额定负荷时的开关开始动作的波形图。
图7示出本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的待机状态(1)的开关开始动作的波形图。
图8示出本实施形态1的开关电源控制用半导体器件的待机状态(2)的开关开始动作的波形图。
首先，图6中表示通常的准谐振动作时的样子，由于未进入间歇动作，故基准电压源31的输出电压为VR1，计数器的输出信号为L电平。
图7中进入间歇动作，但表示停止、恢复的期间(停止期间)短的负荷情况，由于在未达到变压器复位检测信号(变压器复位脉冲信号)被设定的计数值的状态下输出恢复信号，故计数器电路14的输出信号仍为L电平。这时，进行控制以恢复信号后输入的变压器复位检测信号使开关元件(功率MOSFET)1导通，因此，尽管进入间歇动作，但进行底部导通即准谐振动作。
图8中，表示停止期间长的，且停止期间比预设定的计数值更长的情况，这时，在恢复信号的时刻，计数器电路的输出信号已经达到H电平，因此由恢复信号使开关元件(功率MOSFET)1导通。在图1已说过，计数器电路的复位信号成为恢复后的变压器复位检测信号，并保持计数器电路的输出直至恢复后检测出变压器复位检测信号。也就是说在检测出变压器复位检测信号后，是转移到正常动作的状态。因此，在停止期间比这样预设定的计数值更长的情况中，在恢复的最初导通时，由于由恢复信号开通开关元件1，故不是所谓准谐振动作，但从下一次开通起转移到正常的准谐振动作。
又，上述的计数器电路14，以开关动作停止期间的开关元件1的输入端子电压即漏极电压波形为基础，将其计数完成的时刻作为与使用负荷对应的最佳计数值的时刻，对漏极电压波形的波数决定计数完成的设定值，使间歇动作中的开关元件1的电耗为预定的规定值及以下。
又，上述的计数器电路14，其构成为以表示来自轻负荷时检测电路32的开关动作重新开始的控制信号(恢复信号)的输出时刻来复位其计数值。
(实施形态2)
说明本发明的实施形态2的开关电源控制用半导体器件。
图9示出本实施形态2的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。图10示出本实施形态2的开关电源控制用半导体器件的开关动作的波形图。图11示出本实施形态2的开关电源控制用半导体器件的延迟电路的一构成例的电路图。
图9是在图1上增加了延迟电路52，设置这种延迟电路52的意义现说明如下。
首先说明对最高频率的限制。
准谐振是RCC(铃流抑制转换器)，基本上是一种自激，故负荷越轻振荡频率越高。
电源中噪声规定很严格，当振荡频率达到150kHz以上时就发生高频噪声。所谓高频噪声一般指在带来电磁波障碍的频带(150kHz～1GHz)上成为问题的无线电噪声，这种噪声大致分为在电源线上传导的传导性噪声与向空间辐射的辐射性噪声。
根据上述，轻负荷时振荡频率增高，限制最高频率使其不进入成为高频噪声的频带。
其次，说明因开关损耗下降改善轻负荷时电源效率。
轻负荷时振荡频率一高，每单位时间的开关次数就增加。因此，增加了伴随开关而来的开关损耗，为了降低这种损耗，限制频率使其不高于一定程度。
上述的延迟方法中，在进行对开关元件(功率MOSFET)1输出截止信号时，即检测出由对应于负荷的开关元件(功率MOSFET)1的导通电阻产生的漏极电流之后，将延迟电路52***于该信号与一方的输入为变压器复位脉冲信号的AND电路53之间。来自变压器复位脉冲发生电路21的导通信号，如果输入与由漏极电流检测产生的截止信号的“与”即根据漏极电流检测状态的截止时变压器复位脉冲信号(导通信号)，则被输出，故若没有漏极电流检测产生的截止信号输入到AND电路53，那末即使输入变压器复位脉冲信号，开关元件(功率MOSFET)1也不导通。
因此，如果用延迟电路52对由漏极电流检测产生的截止信号提供某一时刻间的延迟，那末，由于该延迟期间即使振铃产生的变压器复位脉冲信号(导通信号)输出到AND电路53，开关元件(功率MOSFET)1也不导通，因此若决定该延迟时间(即变压器复位脉冲信号产生的导通状态的屏蔽时间)，则假设在短于该时间的时间即使输入变压器复位检测信号，也不会使开关元件(功率MOSFET)1导通。
实际动作中，如果轻负荷时振荡频率高，且屏蔽时间一方比变压器复位检测信号更后地输入，则跳过一个振铃，由下一个变压器复位检测信号来导通。这样，可得到上述那样的效果。
以下，如图9所示，分成负荷状态通常时、轻负荷时、无负荷时，用图10说明具有延迟电路52的开关电源控制用半导体器件。
如图10所示，负荷状态从通常时(图10(a)到轻负荷时(图10(b))，进而到无负荷时(图10(c))，随着负荷变轻，振荡频率应该变高，但对具有与开关元件(功率MOSFET)1的漏极电压VDS波形对应的波形时刻的变压器复位脉冲信号，仅在由屏蔽延迟电路52决定的延迟时间的熄灭时间内，由于开关元件(功率MOSFET)1不导通，故不流过漏极电流ID，其频率不会比某一定以上的频率高。
也就是说，负荷状态成轻负荷，使开关元件(功率MOSFET)1导通用的变压器复位脉冲信号的周期越短，如图10(b)、(c)所示，在功率MOSFT1的漏极电压VDS对应的变压器复位脉冲信号的波形中，对于功率MOSFET的导通时刻，利用熄灭时间进行跳过的数增加，因此在这期间，即使漏极电压VDS为0V，也不流过漏极电流ID，开关的振荡频率不会高到某一定以上。
以下用图11说明延迟电路52的一构成例。
图11所示的延迟电路52，当接受对功率MOSFET的截止信号，作为漏极电流检测信号输入H电平时，N沟道MOS901就导通，故从初期状态充电到VDD电平的电容器C上以恒流I放电。即，电容器C以恒流I进行放电，但当该电容器C的电位超过倒相器902的阈值达到L电平时，解除对输出进行屏蔽的熄灭时间的输出熄灭解除信号就为H电平。
该屏蔽时间t由t＝CV/I决定，V由VDD电压—倒相器902的阈值电压来决定。例如设I＝1μA，C＝3pF，V＝2.8V时，则t为8.4μs的延迟时间。
(实施形态3)
以下，说明本发明的实施形态3的开关电源控制用半导体器件。
图12示出本实施形态3的开关电源控制用半导体器件的一构成例的电路图。图13示出本实施形态3的开关电源控制用半导体器件的延迟电路的一构成例的电路图。图14示出本实施形态3的开关电源控制用半导体器件的延迟电路的动作的波形图。
图12示出的构成例，是对图9所示的本实施形态2的开关电源控制用半导体器件的延迟电路52，根据控制端子50检测的负荷状态，由I-V变换器29通过节点59自动地变更延迟时间例子，按照利用负荷状态变化的控制端子50流出的电流，由P型MOSFET23、24和N型MOSFET25、26构成的密勒电路拉伸电流，负荷越轻拉伸电流越拉越大，通过节点59由延迟电路52产生的延迟时间越长。
图13是对图12的延迟电路52使按照负荷变化线性地改变延迟时间时的延迟电路52的一构成例，图12的节点59连接到N型MOSFET1101的栅极。该构成中，在恒流源1100产生的恒流It、N型MOSFET1101的电流I1、N型MOSFET1102的电流I2以及电容器C的放电电流Ic之间，存在
It(一定)＝I1+I2
I2＝It(一定)—I1＝Ic
的关系，从恒流It减去N型MOSFET110的电流I1后的差成为N型MOSFET1102的电流I2，作为其镜像得到的电流Ic成为电容器C的放电电流，利用该放电时间决定延迟电路52的延迟时间。这种情况下，当随着来自控制端子50的反馈电流IFB的增加，电流I1增大时，电流I2减小，相同值的电流Ic也减小，电容器C的放电时间加长，延迟时间也加长。
因此，如图14所示，当在时间t1负荷减轻，输出电压Vout上升时，反馈电流IFB就增加，当随着该反馈电流IFB的增加，电流I1增大时，电流I2就减小，电路Ic也减小，电容器C的放电时间加长，延迟时间加长，熄灭时间t也加长。
根据上述，可使根据负荷状态自动地改变使变压器复位检测信号引起的功率MOSFET的导通开始延迟用的熄灭时间，由于负荷越变越轻最高频率越降低，故能抑制开关元件(功率MOSFET)1的开关损耗，特别是轻负荷时对抑制开关损耗效果更大。
以下，说明用于上述各实施形态的开关电源控制用半导体器件中的计数器电路14的构成例。
图15示出用于本实施形态的开关电源控制用半导体器件中的计数电路的一构成例的电路图，由于该构成例的计数器电路14是一般被作为脉冲计数器通用的电路，故省略对其构成的说明。
在该计数器电路14的情况下，计数器电路14利用倒相器33的输出信号即间歇动作中的开关停止信号开始动作。计数器电路14的输出信号是L电平，该电路构成中，对来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号的计数，在第六次时输出为H电平。即，计数在5次以内输出恢复信号，重新开始开关动作时，以其下一个变压器复位检测信号开通开关元件(功率MOSFET)1。
另一方面，用该电路构成，当计数值达到6及以上时，对图1的RS触发器16的置位信号输入H电平，输出Q为H电平，这时，由间歇动作中的恢复信号输出开关元件1的栅极的导通信号。
又，在检测出恢复后的变压器复位检测信号之前不对RS触发器16输入复位信号。因此，由于恢复信号使图15的D触发器(DFF)不动作，但该计数电路14的输出信号由RS触发器16来保持。
如上所述，通过对间歇动作新设置计数器和延迟，可进一步改善电源效率。对于产品来说，是将重点放在节能上，以当今被称为的W.W输入方式，明确地制成能清除待机电力0.1W的产品。
实施形态1～3中，作为开关元件，例示了MOSFET，但也可以是双极型晶体管或IGBT，或者将它们加以组合的元件。

Claims (7)

1，一种用于控制开关电源的半导体装置，是在直流的输入电压通过变压器初级绕组加到开关元件，利用所述开关元件的开关动作在所述变压器的次级绕组上发生交流电流，通过连接于次级绕组的二级管和电容器对该交流电流进行整流滤波，控制经过所述整流滤波后得到的直流电压，对负荷进行供电的开关电源中，具备一种控制电路，该电路具有：根据所述变压器的第三绕组发生的交流电压，检测由所述开关元件的开关动作发生的所述变压器的复位状态，并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路；将表示根据所述变压器次级绕组发生的交流电流的所述直流电压变化的控制电流变换为电压的I—V变换器；根据所述I—V变换器的输出电压的变化，在检测出作为表示所述负荷供电大小的负荷状态的轻负荷时，输出用于控制所述开关元件的开关间歇动作的控制信号的轻负荷时检测电路，为了在所述I—V变换器的输出电压小于检测所述轻负荷时用的轻负荷时检测下限电压时，通过所述控制电路停止所述开关元件的开关动作，并在所述I—V变换器的输出电压大于检测所述轻负荷时用的轻负荷时检测上限电压时，通过所述控制电路重新开始所述开关元件的开关动作，构成所述轻负荷时检测电路使其通过所述控制电路输出控制所述间歇动作用的控制信号，利用所述控制电路根据所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号和所述轻负荷时检测电路的控制信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述间歇动作的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，在所述控制电路上设置开通控制单元，所述开通控制单元在来自所述轻负荷时检测电路的控制信号产生的开关动作停止的时刻，由计数电路开始对来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号计数，根据该计数结束的时刻与所述轻负荷时检测电路来的控制信号引起的开关动作重新开始的时刻的各时刻的前后关系，控制在所述开关动作重新开始时的开通的时刻，构成所述开通控制单元，使在所述计数电路计数完成前有从所述轻负荷时检测电路表示所述开关动作重新开始的控制信号的输出时，在该控制信号输出后的来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的时刻，重新开始所述开关元件的开关动作。
2，如权利要求1所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，构成所述开通控制单元，使在所述计数电路计数完成后有从所述轻负荷时检测电路表示所述开关动作重新开始的控制信号的输出时，在该控制信号的输出时刻，重新开始所述开关元件的开关动作。
3，如权利要求1所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，所述计数电路构成为，在表示来自所述轻负荷时检测电路的所述开关动作重新开始的控制信号的输出时刻，复位所述计数电路的计数值。
4，如权利要求2所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，所述计数电路构成为，在表示来自所述轻负荷时检测电路的所述开关动作重新开始的控制信号的输出时刻，复位所述计数电路的计数值。
5，如权利要求1至4中任一项所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，所述计数电路其构成为，串联配置多个D触发器，连接所述多个D触发器的各端子而得到所述计数完成的设定值，来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号输入到前级的D触发器的时钟端，且来自所述轻负荷时检测电路的控制信号输入到各D触发器的复位端，根据输入到前级的D触发器的所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号，通过连接于各D触发器的输出的“与”电路，输出所述计数完成的时刻。
6，如权利要求1至4中任一项所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一半导体基板上，在所述半导体基板上作为外接端子至少设置有通过所述变压器的初级绕组将所述输入电压输向所述开关元件用的开关元件输入端子、输出利用所述开关元件的开关动作得到的开关电流用的开关元件输出端子、对所述控制电路供给根据由所述开关元件的开关动作发生于所述变压器的第三绕组的电流的直流电压用的电源端子、输入控制由所述开关元件产生的开关的间歇动作的控制信号用的控制端子、以及所述变压器复位检测电路检测所述变压器的第三绕组的电压用的变压器复位检测用端子。
7，如权利要求5所述的用于控制开关电源的半导体装置，其特征在于，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一半导体基板上，在所述半导体基板上作为外接端子至少设置有通过所述变压器的初级绕组将所述输入电压输向所述开关元件用的开关元件输入端子、输出利用所述开关元件的开关动作得到的开关电流用的开关元件输出端子、对所述控制电路供给根据由所述开关元件的开关动作发生于所述变压器的第三绕组的电流的直流电压用的电源端子、输入控制由所述开关元件产生的开关的间歇动作的控制信号用的控制端子、以及所述变压器复位检测电路检测所述变压器的第三绕组的电压用的变压器复位检测用端子。
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