CN105637978A - 节拍电子能量转换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种节拍电子能量转换器(10)，具有电子开关元件(22)，至少两个电能存储器(20，26)，用于连接电源的接口(12，14)，用于连接电能接收器的接口(16，18)，用于在开关运行中控制和运行电子开关元件(22)的节拍发生器(50)以及用于产生对于节拍发生器(50)的第一信号(46)的接通时间单元(42)，该接通时间单元(42)配置为通过第一信号调节在第一功率范围中的能量转换器(10)的待传输的功率。根据本发明，接通时间单元(42)配置为在第二功率范围中生成对于节拍发生器(50)的代表了固定预设的接通时间的第一信号(46)，在第二功率范围中功率能够被调节为小于在第一功率范围的功率，并且节拍电子能量转换器(10)具有断开时间单元(44)，其在第二功率范围中产生对于节拍发生器(50)的第二信号(48)，该第二信号取决于待传输的功率代表了补充断开时间(t_{off_add})。

Description

节拍电子能量转换器

技术领域

本发明涉及一种节拍电子能量转换器，具有电子开关元件，至少两个电能存储器，用于连接电源的接口，用于连接电能接收器的接口，用于在开关运行中控制和运行电子开关元件的节拍发生器以及用于产生对于节拍发生器的第一信号的接通时间单元，该接通时间单元配置用于在第一功率范围中通过第一信号调节能量转换器的待传输的功率。此外，本发明还涉及一种发光装置，其具有发光件和用于将发光装置连接至电源的电子接口。最后，本发明涉及一种方法，该方法用于通过节拍电子能量转换器调节待传输的电功率，为此目的，电子能量转换器的电子开关元件在开关运行中运行，其中，在第一功率范围中，功率根据用于电子开关元件的能调节的接通时间和通过电子能量转换器固有地给出的断开时间调节，该断开时间跟随在接通时间之后。

背景技术

在发光二极管应用中日益增多地需要具有大的输入和输出电压范围的可调光的镇流器。因此，在发光二极管应用中需要可调节的功率范围，其明显地超过了用于荧光灯的常见镇流器的可调节的功率范围。尽管在那里也给出了这样的镇流器，其能够将不同的负载调光至大约1％的部分功率，然而该镇流器必须总是附加地施加用于荧光灯的电极线圈的加热装置的基础功率，从而镇流器的转换级必须总是施加相应的最小功率，其很少小于额定功率的10％。这在用于固体发光装置(英语：Solid-StateLighting，SSL)的镇流器的情况中是不同的。在此，经常需要一个功率范围，其能够被调节直至100mW或者直至额定功率的几个百分比。在这点上，US2010/0286686A1公开了一种用于固体光源的发光装置。

SSL镇流器常常具有能量转换器或者转换器，其在开关运行中运行，也就是说，节拍地运行。为了能够产生非常小的功率，转换器常常在非常高的频率中运行。这不仅仅产生高的开关损失，而且也会导致电磁兼容性(EMV)方面的问题。

此外，高频的运行需要合适的功率组件以及必要时相应的电路技术措施，其导致高的费用。出于这样原因，这种用于例如在升压运行中或者还有在降压运行中提供非常小的功率的转换器，在预设的比较功率之下以所谓的猝发运行来运行。猝发运行的特征在于，即转换器对于一些节拍周期保持接通并且之后对于较长的时间，也就是说，多个节拍周期去激活。猝发运行因此被证明是有缺陷的，因为通过在可听范围中的频率导致了噪声，其由一系列的猝发包给出，其能导致该结果并且这样的转换器的中间电路可能因为遵循2点调节器的原理运行的原因而具有提高的纹波。

发明内容

本发明由一种节拍电子能量转换器的形式的转换器出发，其例如能够设计成单级转换电路。这种类型的能量转换器例如可以是升压调节器或者也可以是降压调节器。

由此，本发明的目的在于，对能量转换器以及用于其运行的方法还有一种发光装置进行改进，即改进对非常小的待传输功率的调节。

作为解决方案，本发明提出了一种具有独立权利要求1的特征的节拍电子能量转换器。相应地，本发明提出了一种根据另外的独立权利要求7的发光装置。在方法方面，提出了了根据另外的独立权利要求8的方法。另外的优选的设计方案根据从属权利要求给出。

本发明的益处在于，能够实现在功率调节时从过渡模式至断续模式的无缝过渡。由此能够实现该优点，即在降低功率时首先频率总是较高的，从而在进一步降低功率时由于向断续模式的转换的原因该功率再次变低。就此而言，无缝意味着，即传输函数不发生改变并且首要是无级的、无转折的或者没有另外的非连续的位置。

传输函数直接取决于能量转换器的电子开关元件的接通时间和断开时间。在过渡模式中，通常从外部调节接通时间，并且通过硬件电路确保正确的断开时间或者基于电路拓扑结构或者其功能固有地给出正确的断开时间。当应该补充地维持功率因数条件时，也称为功率因数控制(PFC)时，通常恒定的开关时间是足够的。

当在震荡的状态中接通时间和断开时间是恒定的时，从过渡模式到断续模式的过渡应该根据该原因是没有问题的。根据本发明的一个方面，首先确定当前的断开时间。为了转换模式，用于电流过零的检测电路被去激活。然后，确定的断开时间以与之前那样测定的相同的长度被编程。模式转换本身仅仅通过对编程的断开时间的延长来发生。

在较小的干扰的情况中，***可以马上转换到连续模式中，紧接着能流过高电流。这可以通过在过高的电流时断开的电流传感器和比较器来缓解。但是始终存在与前述一样的两个缺点，即一方面电子开关元件和二极管被硬接通并且另一方面电流时间面积明显变大，例如出现闪烁风险。

可替换的是，对于模式转换设置对于所测定的断开时间的确定的时间间隔，然而由此会导致跳跃。尽管该跳跃可以通过再次改变的接通时间来补充，然而，该跃阶式的过渡还是被保持。可替换地或者附加的是，为了避免该振动为这样的跃阶式的过渡添加一个延迟。

因此本发明特别地提出，为此在能量转换器方面配置一个接通时间单元，在该第二功率范围中，在该范围中功能能够调节为小于在第一功率范围中的功率，产生用于节拍发生器的代表了固定地设置的接通时间的第一信号，并且节拍电子能量转换器具有断开时间单元，其在第二功率范围中产生用于节拍发生器的第二信号，其取决于待传输的功率代表补充断开时间。在此，电子能量转换器这样地配置，即通过唯一的第三信号共同地控制接通时间和断开时间。

因此通过本发明实现了一种混合模式，其具有接下来的特征：

-接通时间如至今为止那样进行计算，但是从确定的下限开始保持恒定。该下限通过从第一功率范围到第二功率范围的过渡给出。在第二功率范围中，其中功率小于第二功率范围中的功率，接通时间不进一步变化，

-保持硬件侧通过电流过零在电感处产生的断开时间，

-在断开时间之后或者在接通时间之前***附加的补充断开时间，

-简化交流电压运行。

传输功率的降低从接通时间的下限开始不再通过进一步地减少接通时间来实现，而是通过提供断开时间实现。因此本发明避免了这样的运行，其可能导致在发光装置运行时的噪声和可看到的效果。

电能存储器在本发明的意义上例如是电感器，电容器，它们的组合，尤其是网络和/或类似物。电源可以除了电池外，尤其是蓄电池，燃料电池，内燃机驱动的发电机组，风车，太阳能电池，但是尤其是公共供电网，它们的组合和/或类似物。

能量接收器通常通过电耗电器形成，其优选可以是发光件或者类似物。当然，本发明并不限于发光件，当然也可以是另外的耗电器，例如加热装置，空调设备，通风机，他们的组合和/或类似物。

这种类型的单级能量转换器至少具有至少一个电子开关元件，尤其是晶体管，闸流管或者类似物。这些开关元件常常与二极管组合，从而能够实现预期的转换效果。当然也可以使用第二电子开关元件替代二极管。晶体管例如可以是双极晶体管，但也可以是场效应晶体管，尤其是MOFET，IGBT或者类似物。根据该原因，晶闸管布置，尤其是GTO或者类似物可以作为电子开关元件使用。

在发光装置方面尤其提出，即发光装置具有根据本发明的节拍电子能量转换器，其在功率上可控地将电能提供给在线路中作为耗电器的发光件。因此，根据本发明的发光装置提供了如根据本发明的能量转换器一样的效果和优点。

在方法方面尤其提出，即在第二功率范围中，在该功率范围中功率调节为小于第一功率范围中的功率，接通时间基本上保持恒定并且断开时间被延长一个与待传输的功率相关地设定的用于电子开关元件的补充断开时间。相应地，利用该方法实现了已经在能量转换器方面提及的优点和效果。

总体上保持，该控制能够从确定的接通时间开始无过渡地从过渡模式转换到断续模式中。在此，从下面的最小接通时间开始，接通时间在第二功率范围中不再进一步减少，取而代之的是，在正常的、通过空转阶段定义的断开时间之后添加附加的断开时间。在此，最小接通时间不应该低于确定的界限。此外，补充断开时间应该示出为功率的函数地计算出，即在整个***的传输功能上不形成非连续性。因此，该调节可以稳定地工作并且例如避免闪光。

由此，本发明避免了类似的2点调节器以及由此导致的较低的频率，噪声问题可以被消除。附加地，输出参数的纹波较小。

通过借助于唯一的第三信号对接通时间单元和断开时间单元的整体控制获得了这样的优点，即本发明能够尤其是简单地集成在现有的控制概念中。理想的方式是可以在这种类型的情况中可以放弃例如对调节器参数或者类似物的匹配。

根据本发明的另一个方面提出，接通时间单元和断开时间单元这样地设计，即在功率范围的转换时传输的功率的变化连续地实现。这具有优点，即在控制或者调节节拍电子能量转换器是能够进一步避免功率跳跃。尽管设置有两个在可调节的功率方面彼此分开的区域，但是通过整体的、通过两个功率区域形成的区域能够基本上连续地调节该功率。这对于节拍电子能量转换器的控制单元具有另外有利的效果，该转换器例如可以包括节拍发生器。用于在开关运行中控制和运行电子开元件的节拍发生器自己包含控制信号，尤其是接通时间单元的第一信号，以该第一信号为基础，节拍发生器为电子开关元件提供控制信号。如果能量转换器具有多个电子开关元件，节拍发生器可以例如相应地为每个开关元件产生一个自身的控制信号。这例如在节拍电子同步转换器的情况中是有意义的，该同步转换器不仅能够以升压运行的模式运行而且也能以降压运行的模式运行并且为此目的具有两个电子开关元件。

该特征的另外一个优点在于，节拍发生器的控制信号进而还有节拍电子能量转换器的频率是受限的。频率的最大值在从第一至第二功率范围的过渡中实现。在第二功率范围中，频率不再提高，而是由于与固定的最小接通时间结合的补充断开时间而随着减少的功率甚至进一步降低。此外，这允许基本上没有问题地转用数字控制。在对能量转换器的数字控制或者调节时的难点因此可以通过本发明进一步地避免。

在一个优选的改进方案中，断开时间单元这样地设计，即在第二功率范围中对补充断开时间的测定在考虑到施加在第一接口上的电压和/或施加在第二接口上的电压的情况下实施。

由此获得这样的可能性，即基于施加在第一接口或者第二接口上的电压如此地在第二功率范围中测定补充断开时间，即给出预期的传输行为。尤其是在调节电路中必要的是实现确定的传输功能，例如线性的行为。在此，电压的测定通过相应的测量装置实现。同样，一个值也可以通过一个参数来调节，当确定，即设备例如仅仅在12V机动车车载电网上运行时。此外，当外部调节器确定用于将施加在相应的接口上的电压调节到利用额定值进行校正的电压值上时，对于施加在第一接口上的或者施加在第二接口上的电压的电压值可以由外部调节器的额定值推导出来。

优选的是，断开时间单元可以设计用于测定施加到第一接口上的电压的电压形状并且取决于测定的电压形状实施对补充断开时间的测定。在该方面中，电压形状除了直流电压外还是交流电压，尤其是无中间值的交流电压，例如具有正弦形状的、矩形的、三角形的或者梯形的走向。同样还有单极电压，其例如通过对这样的交流电压的整流产生，以及混合形状。

因此，能量转换器设置用于不仅在直流电压运行而且也在交流电压运行，例如230V～/50Hz，其中断开时间可以设计用于在直流电压运行(DC)和交流电压运行(AC)之间进行区分并且根据AC/DC区别使用用于测定补充断开时间的相应合适的方法，例如以相应优化的计算规则的形式。由此获得一个优点，即能量转换器也能在供给有不同的电压形状的情况中具有可比较的传输特性，而在能量转换器中的干涉是不必要的。在此，传输特性通过在对断开时间而且对接通时间进行控制的第三信号和通过能量转换器传输的功率之间的关联给出。

根据本发明的补充的方面提出，能量转换器设计用于在从第一接口处获取的能量转换器最高为1W，优选最高为500mW，尤其是最高为200mW的功率时在第二功率范围中工作。在此，如已经在本发明中所描述的那样，能够给出具有固定的接通时间的运行，该接通时间在第二功率范围中占据可以预设的最小接通时间的值，以及给出相对大的补充断开时间。在合适地设定能量转换器的尺寸的情况中，电子开关元件可以在一个频率中运行，该频率位于可听范围之上。因此，尤其是能够避免，即例如感应组件或者电容器被激发出噪声辐射，其中陶瓷多层芯片电容器(英语：MultiLayerCeramicCapacitor，MLCC)是特别关键的。这种类型的功率范围可以例如在待机运行中存在，在该运行中电能接收器处于非激活状态并为准备装置提供非常低的功率。在此，其例如是发光件，发光件被关闭并且能够通过合适的输入单元，例如红外遥控装置或者远程控制装置转入运行状态。在此，尤其是干扰性的是，断开的发光件由于哨音或者类似的产生不舒服的印象。

本发明的另一个设计方案提出，能量转换器具有用于测定通过电子转换器固有地给出的、电子开关元件的断开时间的探测单元。固有地给出的断开时间是这样的时间，其对于能量转换器所使用的能量存储器是必要的，从而在断开电子开关元件之后将其能量输送到第二能量存储器中。在电感作为第一能量存储器的情况中，例如像在单级的升压调节器或者单级的降压调节器的情况中，固有的断开时间由此给出，即确定一个时间段，其以电子开关元件的断开开始并且以电感电流达到零为结束。在该时间点，电感完全转移由于电流通量而存储在其中的能量。探测单元可以为此目的例如是电流传感器，电压传感器，磁场传感器，其组合和/或类似物。在电容器设计成能量存储器的情况中，优选地设置有电压传感器。在电感的情况中，其通过电流传感器实现。此外，在电感的情况中产生这样的可能性，即辅助线圈被安装到电感上并且通过其检测电感的能量状态。

能量转换器此外可以具有用于检测至少一个在能量转换器的电能存储器中存储的能量的能量探测器。该能量探测器可以在电容器的情况中为电压传感器，其检测施加在电容器上的电压。在电感器的情况中，能量转换器可以例如是磁场检测器，其检测磁场，例如是检测线圈，霍尔传感器或者类似物。在电感器的情况中，补充地还可以设置有作为能量探测器的电流传感器。借此可以测定能量存储器的当前能量。

根据本发明的一个方面提出，在功率范围转换时传输的功率的变化持续地实现。由此实现，即在从第一功率范围至第二功率范围或者相反的过渡期间的功率跳跃能够进一步被避免。这允许连接至能量转换器的耗电器的可靠运行。由此可以实现，即为功率范围设置不同的控制或者调节单元，其信号如此地形成，即其在两个功率范围的相邻的区域中导致用于电子开关元件的基本相同的控制信号。

根据本发明的一个方面提出，补充断开时间在第二功率范围中这样地测定，即待传输的功率以与如下相同的方式与第三信号相关，如当待传输的功率在第二功率范围中类似于第一功率范围地受控那样。后者只不过意味着第一功率范围这样地延伸到第二功率范围上，即由第三信号通过接通时间单元产生的第一信号并不通过最小接通时间限制并且由第三信号通过断开时间产生的第二信号代表了为零的补充断开时间。比较地观察相当于利用为零的最小接通时间对接通时间单元和断开时间单元的参数化，这意味着第二功率范围的消失，该第二功率范围被完全地吸收到第一功率范围中。

对于特殊的情况，即接通时间单元将第三信号直接作为第一信号传输并且必要时将第一信号限制到最小接通时间，从而使得第一信号从来都不能小于最小接通时间，在第二功率范围中的第三信号能够被视为假设的接通时间。因此，补充断开时间的检测被如此地执行，即给出能量转换器的相同的功率传输，如当假设的接通时间被直接提供给节拍发生器时并且不***补充断开时间时那样。在使用该方法测定补充断开时间时，必然在从第一功率区域到第二功率区域的过渡中获得持续的和平滑的曲线，其表征在第三信号和能量转换器的被传输的功率之间的关联，这就是说，该曲线在达到接通时间界限时不具有弯折点。

根据本发明的补充的方法提出，时间间隔被测定作为断开时间，能量转换器的电能存储器之一在接通时间之后需要该时间间隔，直至电能存储器不再输出电能。该断开时间等于固有的断开时间，因为其由于能量转换器的电路拓扑结构和预设的运行方法的原因被强制性地给出。

开关时间，如断开时间或者接通时间在本公开文献的意义上是时间间隔，其相应地具有起始时间点和终止时间点。因此，接通时间是这样的时间间隔，在该时间间隔中电子开关元件通过节拍发生器的控制信号接通。相反，断开时间是这样的时间间隔，在改时间间隔中电子开关元件通过节拍发生器的控制信号断开，这就是说，基本上不会有电流通量流过电子开关元件。在接通时间期间，电子开关元件是导电的，其中在电流通量的情况中仅仅在电子开关元件上下降非常小的电压，其例如对应于双极晶体管或者类似物的饱和电压。

根据本发明的另一个方面提出，也表现为时间间隔的补充断开时间取决于为第二功率范围计算的、假设的接通时间测定。补充断开时间的测定在该设计方案中以此为基础，即第一信号如存在于第一功率范围中，然而该第一功率范围并不用于对节拍发生器进行供给以产生用于电子开关元件在第二功率范围中的相应的控制信号，而取而代之的是用于计算补充断开时间。该信号在以下方面是假设的接通时间，即当在第二功率范围中进一步使用如其在第一功率范围中所使用的相同的控制模式时，该信号代表接通时间。这具有优点，即本发明能够以简单的方式实施或者改装用于这种类型的能量转换器的已经存在的方案。因此不需要研发对用于根据本发明的能量转换器的全新的控制***。尤其是该设计方案特别适合于用于能量转换器的数字控制或者调节的实施。

优选的是，补充断开时间取决于第三信号来测定，其中该测定通过第三信号的利用一个因数加权的倒数值执行，从倒数值上减去常数的形式的偏置值。函数图表的推移可以由此实现，即函数图表包含值对“最小接通时间”和“0”。该测定规则尤其对于在数字组件，尤其是微处理器或者微控制器中的实施例来说是特别合适的。

本发明的另一个设计方案提出，补充断开时间这样地测定，即待传输的功率从一个到另一个功率范围的过渡中的调节在没有非连续性的情况下实现。该特征允许，即能够基本上避免在从一个功率范围到另一个功率范围的变换时的功率跳跃。这允许连接在能量转换器上的耗电器在调节功率时没有功率跳跃地运行，从而能够改善连接的耗电器以及还有能量转换器的符合规定的运行。尤其是通过该特征避免了，即-与现有技术不同-能够无功率跳跃地实现功率范围的转换，尽管在两个功率范围之间的运行模式不同。此外，这允许，即-同样与现有技术不同-能够基本上避免从一个功率范围到另一个功率范围的过渡时的迟滞。尽管这样，利用本发明还是确保了尤其在随着功率范围转换调节待传输的功率时的可靠运行。

本发明的另外一个方面提出，在考虑到对于连接在能量转换器处的电源的电压的和通过能量转换器提供的、用于连接到能量转换器的耗电器的电压的稳定情况下，如此地测定补充断开时间，即补充断开时间仅仅取决于希望的功率。该措施允许补充断开时间的测定能够被极大地简化。由此能够实现补充断开时间的快速测定，并且此外可以实现在运行中在第二功率范围中对能量转换器的极为简单的控制或者调节。例如可以提出，即静态条件与用于连接在能量转换器上的电源的电压的恒定值同义，其中用于电压的恒定值是平均值，效果值或者类似。此外，该值能够通过因数进行匹配，从而实现可靠的运行和对补充断开时间的可靠的计算。原理上，同样适用于通过能量转换器提供的电压。

此外提出，能量转换器在输入侧使用交流电压并且这样地控制，即输入侧的功率因数是最大的。这允许降低对电源的反作用，该电源在该种情况中是交流电压源。该特征尤其可以设计成功率因数控制或者功率因数调节(PFC)。

在一个优选的改进方案中，在恒定的第三信号时，补充断开时间在输出侧使用的交流电压的半周期或者整个周期内同样是恒定的。由此给出如在直流电压的情况中一样的相同的简单结构，仅仅用于测定代表了补充断开时间的、作为第三信号的函数的第二信号的方法与相应地施加在第一接口和第二接口上的直流电压的情况中不同。优选的是，在此替代在运行期间的复杂的计算，可以借助数值表格由第三信号测定出第二信号。尤其是该表格非线性地构成，其中，具有较少的改变的函数范围通过具有较大的间距的支撑位置存放并且具有较强的改变的函数范围通过具有较小的间距的支撑位置存放。中间值能够以简单的方式和方法通过内插法以良好的精度获得。

附图说明

另外的优点和特征由接下来对实施例的描述获得。在图中，相同的参考标号表示相同的特征和功能。

图中示出：

图1是作为升压调节器的根据本发明的节拍电子能量转换器的示意性原理图，

图2是两个图表，其示意性示出了在过渡模式中的信号走向，

图3是两个图表，其示意性示出了在猝发模式中的信号走向，

图4是两个图表，其示意性示出了在断续模式中的信号走向，

图5是两个图表，其示意性示出了在连续模式中的信号走向，

图6是在不同的运行模式和运行功率时穿过作为能量存储器的电感的示意性电流走向的另外的图表，

图7示意性示出了两对图表，其示出了在猝发模式中的不同的运行模式，

图8示出了一个图表，其示意性地示出了在相同的功率时具有不同的占空比的PWM运行模式，

图9示出了一个图表，该图表具有示意性的信号时间走向，其在根据图1的能量转换器处测定，并且用于确定最小接通时间，

图10示意性地示出了如在图1中示出的能量转换器的电路图，然而补充有控制单元，

图11示出了两个图表，其示意性地示出了根据图10的电路在第二功率范围中的信号走向，

图12示出了一个图表，借助该图表示意性地示出了离散的断开时间级关于输入电压的走向，

图13示出了一个图表，其示意性地示出了一个图示，通过该图示示出了在作为电源的电网电压源的情况中与电网半周期相关的接通时间和断开时间，

图14示出了一个图表，在该图表中示意性地示出了在不同的补充断开时间的情况中能量转换器在根据图13的运行期间的输入电流走向，以及

图15示出了一个图表，在该图表中示出了两个图示，二者示出了相对于能量转换器的输入功率的电子开关元件的频率和接通时间。

具体实施方式

该种类型的能量转换器可以在原理上以不同的运行模式运行，也就是例如连续模式，过渡模式，断续模式和猝发模式。在能通过能量转换器调节的平均的功率范围中，以及还有在较高的电压，例如在电网运行时，过渡模式被广泛地使用。如果能量转换器设置为由作为电源的交流电压源运行，那么常常这样地对能量转换器进行控制，即提出所谓的功率因数控制或者PowerFactorControl。在这样的控制运行时，过渡模式甚至是占优势的。相反，在作为能量转换器的简单的电网单元的情况中以及在低功率的情况中常常使用断续模式并且此外还有猝发模式。

这种类型的能量转换器在基础电路方面作为电路图示意性地在图1中示出。图1示出了节拍电子能量转换器10，其作为升压调节器具有输入接口，该输入接口具有连接端子12，14，在二者之间施加有未示出的电源的输入电压。此外，能量转换器10具有带有连接端子16，18的输出接口，在连接端子之间施加有用于未示出的电能接收器的输出电压。连接端子14和连接端子18彼此导电地连接并且当前形成参考电位。输入电压和输出电压因此并未电隔离。在可替换的电路拓扑结构的情况中，提出在连接端子12和14以及连接端子16和18之间的电隔离。然而，这对于本发明的原理来说是不重要的。

连接端子12连接至电感20的第一接口，其利用其第二接口连接至电子开关元件，在此为MOSFET22，以及连接至二极管24的阳极。MOSFET22利用其漏极连接至电感20。其源极与连接端子14和18导电连接。

二极管24的阴极连接至中间电路电容器26的第一接口，该电容器自身连接至连接端子16。利用其第二接口，中间电路电容器26连接至连接端子14和18。在连接端子16，18上的输出电压也相应于在中间电路电容器26上的中间电路电压。

此外，在电感20上磁性地耦合有探测单元28，通过该探测单元能够测定，电感20什么时候不再具有能量。探测单元28具有用于信号ZCD(zero-crossing-detection过零交叉检测)的未示出的接口，该信号被输送给在该图中并未示出的控制单元30(图10)。该控制单元30此外提供信号X，该信号被提供给MOSFET22的栅极，借助该信号，MOSFET22能够在开关运行中运行。

图2以两个所属的图表示意性地示出了用于MOSFET22的控制信号X的信号走向(上边的图表)以及穿过电感20的电流在时间上的走向(下边的图表)。如由图2的下边的图表所见，穿过电感20的电流随着MOSFET22的接通以在0处的电流开始上升直至最大值，在该最大值时，MOSFET22通过信号X断开。在之后的切换间歇中，电流从MOSFET22转向到二极管24并且经由二极管24输入到电容器26中。在该阶段期间，穿过电感20的电流降低到0。在该时间点，电感20将其存储的能量完全地传送出去。

借助检测装置28对该状态进行检测并且控制单元30输出作为信号X的新切换脉冲，借助该切换脉冲MOSFET22被再次接通并且重复之前描述的场景。通过该控制流程的占空比，也就是在脉冲和信号X的切换间歇之间的宽度比能够对通过能量转换器10传输的功率进行调节。

图3示意性地在两个图表中示出了在猝发模式中的信号走向，这两个图表示出了与图2中相同的信号。如从图3中可见，在此在该具体实例中分别依次地出现三个短接通脉冲作为猝发脉冲，这些脉冲由较长的间歇跟随。如在图3的下面的图表中所示出的那样，相应地产生在电感20处的电流走向。

图4在两个如图2和3中一样的图表中示意性地示出了断续模式的信号走向。由较长的间歇时间间隔开的各个接通脉冲能够被识别出。在下面的图表中再次示出了穿过电感20的电流走向。

图5同样示出了如之前的图2至4中一样的两个图表，然而其现在示意性地示出了连续模式的信号走向。与过渡模式的区别在于，在连续模式中MOSFET22被这样地控制，即穿过电感22的电流总是大于0，即使在MOSFET22接通时，这导致所述的有缺陷的硬切换。

现代的电网电源当今必须要覆盖较宽的功率范围。原因可能在于：

-更广的输入电压范围，

-更广的输出功率范围，例如在发光二极管的电网电源中由于对调光的要求，

-基于对待机运行中的表现的要求，在该运行中设备还被供应电能，然而仅仅需要很小的功率。

问题出在较小的功率时。在过渡模式中的运行时，频率非常高，这会导致驱控装置的带宽不足以达到甚至更高的频率。此外，在数字驱控装置的情况中解析度会变差并且调节电路的调节表现会发生变化，从而例如连续的调节器成为2点调节器，例如当所需要的接通时间达到各个记号附近时。

为了避免该问题，经常离开过渡模式并且设备在断续模式或者猝发模式中运行。

图6在多个图表中示出了在不同的功率时的不同模式对穿过电感20的电流的影响。图6的最上边的图表示出了在较大的功率时在过渡模式中的线圈电流。频率相应地较低并且电流幅值响应较高。

在从上面开始的第二图表中示出了在较小的功率时的相同的运行模式。可以看到，穿过电感20的电流在其幅值上明显变小并且同时频率明显较高。

在图6中在从上边开始的第三个图表中示出了在最小功率时的过渡模式。频率再次明显高于在前述的两个运行功率时的频率，相反幅值相应地非常的小。这样的运行在实践中并不是有利的。

在从上面开始的第四个图表中示出了猝发模式，其中同样可见，由于相应较长的间歇时间的原因产生以下的风险，即产生能听到的噪音。在此获得具有时长t_x＝1/f的周期62。

在最下面的图表中示出了断续模式。在此在正常的空转阶段64之后是附加的断开时间66。

在向猝发模式的过渡时，或者忽略单个的周期或者变换到第二调制模式、PWM猝发模式中。在PWM猝发模式时，输出功率没有通过2点调节器保持恒定，而是具有可变占空比的PWM重合了用于电子开关元件22的驱控信号。

图7示意性地示出了猝发模式。在左侧示出了PWM猝发模式。在此，时间段A+B是恒定的，其中随着1/(A+B)出现了附加的并且明显较低的频率，这会导致EMV，谐波，噪音，光闪烁和类似方面的问题。在每种情况中，***被加载附加的、明显较低的频率。在运行方式中的这样的转换会导致问题，尤其是在上级的调节器现在必须计算PWM占空比替代至今的用于电子开关元件的接通时间时。在数字技术中这可以实现，但是突然出现的较低频率会导致不同的问题：

-困难的过渡，

-在功率因数控制的情况中能产生EMV或者谐波方面的问题，

-也常常出现噪音问题，因为产生的频率多数处于可听见的范围中，

-在照明解决方案的情况中也能产生具有例如电网频率的波动，这最后对发光件的照明效果产生影响，例如通过亮度轻微地波动，也就是说光线不稳定，

-与电网频率的同步可能是必需的，

-附加地，随着过低的分辨率也会出现问题；放弃整个脉冲能够导致功率跳跃；在PWM运行中也能产生半周期，例如其中最后的脉冲是较短的；在此缺点在于，在PWM占空比和功率之间的关系不再是连续的而是分级的。

图8示出了电子开关元件的三个不同的驱动装置，其尽管有不同的占空比也还导致相同的传输功率。

开始已经描述的符合模式可以在用于这类能量转换器的调节器的情况中如下地，尤其事后地实现。应确定最小接通时间。调节器被扩展出用于补充断开时间的输出端。此外，应确定用于补充断开时间的特性曲线。

由电感和尤其是电子开关元件的寄生电容构成的***能够直接在接通时间结束之后震荡。这当在接通电子开关元件之后过零检测信号(ZCD)没有再次低于检测阈值时，例如在非常短的接通时间的情况中，能刚好导致一个问题。然后这能导致过早的触发。相应的信号例如根据图9示出。在不利的情况中，也就是在特别短的接通时间的情况中，在结束接通时间之后，也就是在MOSFT22断开之后，二极管26还完全没有导通，并且上面描述的寄生震荡这样地叠加过零检测信号，即该震荡自身被错误地解释为触发信号。

图9示出了具有相应的信号的测量过的时间走向的图表。如从图9中可见，在栅极信号C4的断开时间点，过零检测信号C3还在＞0.7V的电位。首先在电网过零中满足触发条件。图9中的上面的图表示出了在能量转换器上输入电压，其是电网电压C2。下面的图表示出了在来自上面的图表的电网电压C2的电网过零的区域中的以例如因数100增大的，也就是放大的图示。在应用为PFC晶体管的MOSFET上的漏极-源极电压C1示出了周期性的震荡，其中在栅极信号C4被接通的时间点，漏极-源极电压C1因为由此导致的MOSFET的接通而变成0。

电子开关元件22也必须足够长时间地激活，从而确保，即过零检测信号低于相应的阈值。如果这没有发生，那么过零检测信号就能通过错误的触发来强烈地缩短正常的断开时间。然后这导致在传输的功率中的不受控的跳跃。

图9中示出了大约1.2μs的接通时间。由此，错误触发仅还单个地在不利的条件下在电网过零中出现。这通常是比较不关键的，因为在电网过零时不管怎样都仅传输极小的功率或者甚至没有传输功率。

图10示出了如在图1中的能量转换器10一样的能量转换器的电子电路图，其中在图10中补充地示出了控制单元30，其对图1中的电路进行补充。相关于已经在图1中描述的组件请参阅之前的相应描述部分。

控制单元30就有输入接口32，其与连接端子16电连接。控制单元因此具有在连接端子16，18之间的通过能量转换器10提供的输出电压U_out的信息，尤其是其-如已经在图10中所见的那样-同样连接至连接端子14，118的已经描述的参考电位上。在图10中同样很少地示出的是，关于输出电压U_out的信息与分配给其的额定值的比较，也没有示出该比较的结果被用于另外的处理。

控制装置30提供输出电压U_out不仅与集成单元34的而且还有比例单元36的其额定值的偏差。集成单元和比例单元对该信号进行处理并且产生输出信号，该输出信号通过链接单元38组合以形成第三信号40。该第三信号40是这样的信号，其与MOSFET22的接通时间成比例。

第三信号40被输送给接通时间单元42和断开时间单元44。接通时间单元42以在现有技术中通常的接通时间单元为基础，其通常设置用于过渡模式。接通时间单元在现有技术中产生用于连接在其上的节拍发生器50的第一信号46，该节拍发生器当前设计成PWM单元。现有技术的接通时间单元由第三信号40产生成比例的第一信号46。

在现有技术不同的是，在根据本发明的接通时间单元42的情况中提出，该比例由此限制，即不能低于最小接通时间t_{on_min}。一旦第三信号40达到用于最小接通时间t_{on_min}的值，放弃在现有技术中常见的比例并且取而代之的是将用于接通时间t_on的恒定值作为第一信号46传输给节拍发生器50。该比例因此仅仅在第一功率范围内给出。在第二功率范围中给出最小接通时间t_{on_min}，其在第一范围中是恒定的。

节拍发生器50从由接通时间单元42提供的第一信号中产生控制信号X，其通过驱动模块52输出到MOSFET22的栅极上。第一信号46因此控制了MOSFETs22的接通的时间段。

用于接通时间t_on的固定的接通时间的界限同时也是在第一功率范围和第二功率范围之间的界限。接通时间单元42因此仅在第一功率范围中的运行期间提供在第三信号40和第一信号46之前的比例。在功率小于第一功率范围中的功率的第二功率范围中，取而代之的是第一信号46不再与信号40成比例，而是代表固定的最小接通时间t_{on_min}。

为了调节在第二功率范围中的功率，现在根据本发明补充地设置断开时间单元44，其同样由相同的第三信号40供给。断开时间单元44仅仅在第二功率范围中是激活的，在该第二功率范围中功率小于在第一功率范围中的功率，如果第三信号44达到一个值，该值等于在第一功率范围中的功率，那么断开时间单元44将具有值0的第二信号提供给节拍发生器50。如果取而代之的是待传输的功率小于在第一功率范围中的功率，也就是说，其是这样的功率，该功率在第二功率范围中下降，那么断开时间单元44就由第三信号40中测定一个补充断开时间t_{off_add}，其借助第二信号48传输给节拍发生器50。节拍发生器50检测第二信号，由此测定出补充断开时间t_{off_add}并且以该补充断开时间t_{off_add}延长用于电子开关元件22的断开时间，也就是说，用于电子开关元件22的断开时间由固有的断开时间t_off和补充断开时间t_{off_add}的和得出。节拍发生器50由接通时间t_on和固有的断开时间t_off或许还有附加的补充断开时间t_{off_add}产生信号X，其用于控制MOSFETs22。

图11在两个图表中示出了示意性的信号走向，其示出了在第二功率范围中的运行。从图11的上面的图表中可以看到，施加在MOSFET22的栅极上的信号仅仅以相对较短的时间段接通MOSFET22，也就是说，以接通时间t_on接通，其在此等于最小接通时间t_{on_min}。在该时间段中，穿过电感20的电流基本上线性地上升，这能够由图11的第二个下面的图表开出。在通过信号X定义的接通时间t_on的末端，MOSFET22被断开并且穿过电感20的电流固有地下降至值0，这在图11的第二个下面的图表中利用断开时间t_off表征。

在过渡模式中，只要应调节在第一功率范围中的功率，现在会跟随有一个新的循环，其具有信号X的新的接通时间t_on。然而在图11中调节在第二功率范围中的功率。因此，在图11中示出的借助接通时间单元42提供的接通时间t_on是最小接通时间t_{on_min}。

同时，在该运行状态中，断开时间单元44是激活的并且利用第二信号48将补充断开时间t_{off_add}提供给节拍发生器50。这产生了补充断开时间t_{off_add}，其跟随在断开时间t_off之后。在补充断开时间t_{off_add}结束之后实现新的接通循环。

在图10中利用集成单元34，比例单元36以及链接单元38实现了PI调节器，如其对于节拍电子能量转换器在PFC运行中通常所使用的那样。该调节器通常在现有技术中仅仅计算接通时间。

然而根据本发明，接通时间t_on通过最小接通时间t_{on_min}限制。其不能低于最小接通时间。在该界限之上，接通时间t_on成比例地转换。利用本发明补充地获得补充断开时间t_{off_add}，通过该补充断开时间当接通时间t_on为最小接通时间t_{on_min}时可以实现所传输功率的降低。

在该实施例中提出，调节器数字地借助微处理器实现。为了测定补充断开时间t_{off_add}而提出以下流程：

在过渡模式中的输入电流如以下给出：

$I_{meanT}=\frac{U_{in}*t_{on}}{2L}$

在具有固定的最小接通时间的断续模式中的电流如下地给出：

$I_{{\mathrm{mean}}_D}=\frac{U_{in}*t_{on\_\min }}{2L}*\frac{t_{on\_\min }+t_{off}}{t_{on\_\min }+t_{off}+t_{off\_add}}$

寻找一个函数，其中补充断开时间是可参考的变化的接通时间的函数，其中

$I_{{\mathrm{mean}}_T}=I_{{\mathrm{mean}}_D}$

$\begin{array}{c}\frac{1}{I_{{\mathrm{mean}}_T}}=\frac{1}{I_{{\mathrm{mean}}_D}}\⇒\frac{2L}{U_{in}*t_{on}}=\frac{2L}{U_{in}*t_{on\_\min }}*\frac{t_{on\_\min }+t_{off}}{t_{on\_\min }+t_{off}+t_{off\_add}}\\ t_{off\_add}\left(t_{on}\right)=\frac{t_{on\_\min }(t_{on\_\min }+t_{off})}{t_{on}}--t_{on\_\min }-t_{off}\end{array}$

其中 $t_{off}=\frac{U_{in}*t_{on\_\min }}{U_{out}-U_{in}}$

在直流电压的情况中，补充接通时间的测定涉及具有偏置的1/X函数。

如由之前的公式可见，t_off取决于输入电压U_in和输出电压U_out。因此，对于非静态的情况，补充断开时间t_{off_add}不仅仅取决于t_on，而是取决于固有的断开时间t_off。因此，利用接下来的公式也能实现基本上无缝过渡。

$\underset{0}{\overset{0.01}{\∫}}\frac{{U_{in}}^2*t_{on}}{2L}dt=\underset{0}{\overset{0.01}{\∫}}\frac{{U_{in}}^2*t_{on\_\min }}{2L}*\frac{t_{on\_\min }+\frac{U_{in}*t_{on\_\min }}{U_{out}-U_{in}}}{t_{on\_\min }+\frac{U_{in}*t_{on\_\min }}{U_{out}-U_{in}}+t_{off\_add}}dt$

其中U_in＝U_p*sin(2π*50Hz*t)

图12示意性地示出了在400V的固定的输出电压U_out和在最小接通时间t_{on_min}时单位为伏特的输入电压U_in关于断开时间t_off的走向，该最小接通时间对应于60个时标，该断开时间是时标的数量。一个时标是时间栏的最小步距，其能够通过微处理器调节。在横坐标上是单位为伏特的输入电压U_in，相反在纵坐标上给出了时标的数量，其等于断开时间t_off。

当相应的工作点线性化并且例如选择输入电压为230V并且选择输出电压为400V时，在计算时间方面的简化可以实现，利用t_{on_min}＝60时标给出接下来的公式：

$t_{off\_add}(t_{on},U_{in},U_{out})=\frac{t_{on\_\min }(t_{on\_\min }+\frac{U_{in}{t}_{on\_\min }}{U_{out}-U_{in}})}{t_{on}}-t_{on\_\min }-\frac{U_{in}{t}_{on\_\min }}{U_{out}-U_{in}}$

对于交流电压运行当然不能简单地接受该简化，因为输入电压U_in持续地变化。图13示出了，在也称为升压调节器或者升压转换器的升压转换器运行时，接通时间和固有的断开时间相对于在具有230V和50Hz的输入电压的公共供电网上的电网半波的一个实例。在图13中示出的图表示意性地示出了相应的走向。横坐标示出了以秒为单位的时间t，相反在纵坐标上给出了以伏特为单元的输入电压U_in以及与接通时间t_on和固有的断开时间t_off关联的时标的数量。

在该关系中，有两点需要澄清，即是否如在直流电压的情况中能够进行线性化以及哪些输入电压U_in被定为工作点。在此，调节器表现应该尽可能不被改变并且尝试进行调节，其具有接下来的特征：

$t_{off\_add}(t_{on},230V,400V)=\frac{8470}{t_{on}}-141$

t_{on_min}＝60[ticks]

其中

由前述的公式得出用于在交流电压时的升压运行和考虑到功率因数控制时的接下来的要求：

补充断开时间t_{off_add}应该如此精确地确定，即在半波上平均地，在断续模式中被传输的功率与在过渡模式中的标准运行时的功率一样大。由此得出，即使在交流电压运行的情况中补充断开时间t_{off_add}也应该在整个半波上保持恒定。这当然也改变了输入电流I_in的曲线形状，该输入电流因此在整个区域上不是正弦形的，这由图14给出。在图14中示出的图表在横坐标上示出了以秒为单位的时间t并且在纵坐标上示出了以安培为单位的输入电流I_in。不同的补充断开时间t_{off_add}相应于不同的功率。在断续模式中的输入电流I_in的走向作为在时间t上的具有各一个用于补充断开时间t_{off_add}的固定参数的曲线簇给出，其中，用于补充断开时间t_{off_add}的参数值以时标数量给出。在t_{off_add}＝0的特定情况中给出用于I_in的正弦形走向，因为t_{off_add}＝0表征过渡模式。

已证明能够由接下来的原因实现该功能。一方面，PFC控制或者PFC调节器无论如何都是缓慢的，从而在半波中缓慢变化的曲线形状不承受能检测到的影响。此外，由图14中可见，曲线走向首先在小的输入电流的情况中明显与正弦形状偏离。这在一定程度上是不关键的，即对在25W之下的谐波的要求不是如此严格。此外，在非常低的电流时无论如何都会出现寄生效果，例如通常存在的X电容器不再完全放电，并且电流可以在电网电压过零之后具有间隙。

由此得出，即用于交流电压情况的计算在基础上并且在非常仔细的线性化时可以使用如在直流电压的情况中一样的相同的简单的公式。这种情况允许，即该种类型的驱控也在正常的8位微处理器上实施。

综上给出，即在过渡模式中的功率范围向下通过寄生效果限制。从非常短的接通时间开始，MOSFET22无论如何都不再被接通，二极管24之前也已经没有接通。在MOSFET22的栅极上经常也设置电阻，其相应地选择较大的，从而有意识地平缓切换边缘，从而能够更好地适应于EMV要求。此外，在非常高的频率时效率会变差。在数字地实施时相应的级的分辨率也能降低，因为MOSFETs的接通时长能仅仅为内部脉冲频率的多倍。

这因此表现得是值得期待的，即利用简单的措施以足够的质量实现从过渡模式向断续模式的过渡。

对此来说重要的是：保持正常的断开时间，即固有的断开时间t_off，如在过渡模式的情况中那样；接通时间t_{on_min}的最小长度，从而避免错误的触发；***附加的补充断开时间t_{off_add}；以及用于计算无缝过渡的附加的补充断开时间t_{off_add}的简单的1/X函数。

该方法可以应用到OTi90DALI的PFC级中。实施的公式t_{off_add}(t_on)＝9250/t_on-154仅仅与上面计算的公式t_{off_add}(t_on)＝8470/t_on–141很少的偏离。该公式表现为适用所有被要求的运行情况。在该边界条件的情况中，当前最大的附加断开时间由于硬件限制而被限制到在48MHz时的大约4000个时标。利用更新的硬件也可以实现更长的补充断开时间。

本发明也尤其可以在降压调节器上应用，从而例如在照明时能够进一步向下调光。

图15在一个图表中示出了在根据图10的电路中频率f和接通时间t_on相对于输入功率P的示意性走向。在横坐标上给出了以瓦特为单位的输入功率P，相反，在纵坐标上给出了以kHz为单位的频率f和关于48MHz的以时标为单位的接通时间t_on。在该设计方案中，输入电压为230V，输出电压为400V，并且能量存储器的电感，其再次是电感器，为1.6mH。

该实施例仅仅用于阐述本发明并且对其不构成限制。

因此，功能，尤其是电子组件和能量转换器当然能够任意地设计，而不会脱离本发明的构思。

对于根据本发明的方法描述的优点和特征以及设计方案以相同的方式适用于根据本发明的能量转换器并且反之亦然。因此，相应的装置特征适可以设置用于方法特征并且反之亦然。

Claims (15)

1.一种节拍电子能量转换器(10)，具有

-电子开关元件(22)，

-至少两个电能存储器(20，26)，

-用于连接电源的第一接口(12，14)，

-用于连接电能接收器的第二接口(16，18)，

-用于在开关运行中控制和运行所述电子开关元件(22)的节拍发生器(50)，

-用于产生对于所述节拍发生器(50)的第一信号(46)的接通时间单元(42)，所述接通时间单元(42)配置用于借助所述第一信号(46)在第一功率范围中调节所述能量转换器(10)的待传输的功率并且在第二功率范围中生成对于所述节拍发生器(50)的代表了固定预设的接通时间的第一信号(46)，其中，在第二功率范围中功率能够调节成小于在第一功率范围中的功率，以及

-断开时间单元(44)，所述断开时间单元设置用于在所述第二功率范围中产生对于所述节拍发生器(50)的第二信号(48)，所述第二信号根据待传输的功率代表了补充断开时间(t_{off_add})，

其特征在于，

所述电子能量转换器(10)配置用于借助唯一的第三信号(40)共同地控制所述接通时间单元(42)和所述断开时间单元(44)。

2.根据权利要求1所述的能量转换器(10)，其特征在于，所述断开时间单元(44)设计用于使得对所述第二功率范围中的所述补充断开时间(t_{off_add})的测定在考虑到施加在所述第一接口(12，14)上的电压(U_in)和/或施加在所述第二接口(16，18)上的电压(U_out)的情况下实施。

3.根据权利要求2所述的能量转换器(10)，其特征在于，所述断开时间单元(44)设计用于测定施加在所述第一接口(12，14)上的电压(U_in)的电压形状并且根据测定的所述电压形状实施对所述第二功率范围中的所述补充断开时间(t_{off_add})的测定。

4.根据前述权利要求中任一项所述的能量转换器(10)，其特征在于，所述能量转换器(10)设计用于在所述能量转换器(10)从所述第一接口(12，14)处获取的功率最高为1W，优选最高为500mW，尤其是最高为200mW时在所述第二功率范围中工作。

5.根据前述权利要求中任一项所述的能量转换器，其特征在于探测单元(28)，所述探测单元用于测定通过所述电子能量转换器(10)固有地给出的对于所述电子开关元件(22)的断开时间(t_off)。

6.根据前述权利要求中任一项所述的能量转换器，其特征在于能量探测器(28)，所述能量探测器用于检测至少在所述能量转换器(10)的所述电能存储器(20)的一个电能存储器中存储的能量。

7.一种发光装置，具有发光件和用于将所述发光装置连接至电源的电接口，其特征在于，所述发光装置具有根据前述权利要求中任一项所述的节拍电子能量转换器(10)，所述节拍电子能量转换器作为耗电器功率上能受控地为所述发光件提供电能。

8.一种用于借助节拍电子能量转换器(10)调节待传输的电功率的方法，为此目的，所述电子能量转换器(10)的电子开关元件(22)在开关运行中运行，其中，在第一功率范围中，功率根据用于所述电子开关元件(22)的能调节的接通时间(t_on)和通过所述电子能量转换器(10)固有地给出的断开时间(t_off)来调节，所述断开时间跟随在所述接通时间之后，并且其中，在第二功率范围中，所述接通时间(t_on)基本上保持恒定并且对于所述电子开关元件(22)的所述断开时间以能够根据待传输的功率来调节的补充断开时间(t_{off_add})延长，在所述第二功率范围中，功率小于在所述第一功率范围中的功率，其特征在于，在所述第二功率范围中所述接通时间(t_on)和所述补充断开时间(t_{off_add})根据唯一的第三信号(40)共同测定。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，测定在所述第二功率范围中的所述补充断开时间(t_{off_add})，使得所述待传输的功率以与以下相同的方式与所述第三信号(40)相关，如所述待传输的功率在所述第二功率范围中类似于所述第一功率范围地受到控制那样。

10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述待传输的功率的改变在变换功率范围时持续地进行。

11.根据权利要求8至10中任一项所述的方法，其特征在于，测定一个时间间隔作为所述断开时间(t_off)，所述能量转换器(10)的所述电能存储器(20)的一个电能存储器需要在所述接通时间之后需要所述时间间隔，直至该电能存储器不再输出电能为止。

12.根据权利要求8至11中任一项所述的方法，其特征在于，所述补充断开时间(t_{off_add})根据所述第三信号(40)测定，其中该测定通过所述第三信号(40)的利用一个因素加权的倒数值执行，从所述倒数值上减去偏置值。

13.根据权利要求8至12中任一项的方法，其特征在于，在考虑到对于连接在所述能量转换器(10)处的电源的电压(U_in)的和通过所述能量转换器(10)提供的、用于连接到所述能量转换器(10)的耗电器的电压(U_out)的稳定情况下，测定所述补充断开时间(t_{off_add})，使得所述补充断开时间(t_{off_add})仅仅取决于希望的功率。

14.根据权利要求8至13中任一项所述的方法，其特征在于，所述能量转换器(10)在输入侧使用交流电压并且受到控制，使得输入侧的功率因数是最大的。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，在有恒定的第三信号(40)时，在输出侧使用的交流电压的半周期或者整周期内，所述补充断开时间(t_{off_add})同样是恒定的。