CN105576991B - 可调脉宽调制方法 - Google Patents

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Abstract

公开了增加低速起动转矩和逆变器电压测量准确度的可调脉宽调制方法。提出了用于控制开关逆变器(118)的方法、控制设备和计算机可读介质，其中控制器(120)响应于当前脉宽调制半周期(205)的最大脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，利用零向量选择性地暂停脉宽调制载波信号以提供逆变器开关控制信号(124a)，并且控制器累积各输出相的当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)以用于在后续脉宽调制半周期(205)中使用，用于选择性有效减小针对低速操作的开关频率同时保持高频控制环路采样。

Description

可调脉宽调制方法
技术领域
本文公开的主题内容涉及电力转换，并且更具体地涉及用于操作电力转换器的可调脉宽调制设备和技术，以及增加低速起动转矩和逆变器电压测量准确度的可调脉宽调制方法。
发明内容
现在概述本公开内容的各个方面以有助于对本公开内容的理解，其中本概要不是对本公开内容的广泛综述，并且不意在识别本公开内容的某些元件，也不是描绘其范围。而是，本概要的主要目的是在下文呈现的更详细的描述之前以简化形式呈现本公开内容的各构思。本公开内容提供了下述方法以及控制设备和计算机可读介质：其用于响应于当前PWM半周期的最大脉宽值大于阈值而通过选择性使用零向量控制开关逆变器，以及用于累积各输出相的当前输出控制值以用于在后续PWM半周期中使用。
附图说明
以下描述和附图详细阐述了本公开内容的某些说明性实现方式，其指示可以实现本公开内容的各原理的一个或更多个示例性方式。所示出的示例对于本公开内容的许多可能的实施例不是穷尽性的。在结合附图考虑时在以下详细描述中将阐述本公开内容的各个目的、优点和新颖特征，在附图中：
图1是示意性***图；
图2-8是波形图；以及
图9是流程图。
具体实施方式
现在参照附图，在下文中结合附图描述一个或更多个实施例或实现方式，其中各个特征不一定是按比例绘制的。
图1示出了电力转换***100，在该情况下为电动机驱动器电力转换器110，其具有提供多相变频AC输出以驱动电动机负载106的输出开关逆变器118。虽然在电动机驱动器式电力转换***110的背景下示出并描述了本公开内容的各个构思，但是本公开内容不限于电动机驱动器并且可以以各种形式的电力转换***来实现，这样的电力转换***具有单相或多相开关逆变器，包括但不限于电动机驱动器、并网(grid-tie)转换器、风能***等。驱动器110从外部源102接收多相AC输入电力并经由整流器114转换接收的电力以在中间电路116中提供DC总线电压，但是单相输入电力被提供至***110的其他实施例也是可以的。此外，示出的***110接收三相输入，但是其他多相实施例也是可以的。而且，不同的实施例可以例如接收DC输入电力，而不需要内部整流器114。***110还包括输入滤波器电路112，在一个实施例中为三相LCL滤波器，该三相LCL滤波器在每个线路中具有电网侧电感器以及串联连接的转换器侧电感器，其中滤波电容器(未示出)连接在相应电网和转换器侧电感器与公共连接节点或中性点之间，其可以但不一定连接至***接地线。可以使用其他替选输入滤波器电路配置，包括但不限于LC滤波器。所公开的技术还可适用于具有非再生整流器拓扑的电动机侧逆变器和其他应用。
图1中的电动机驱动器110还包括整流器114、DC总线或DC链路电路116以及多相开关逆变器118，多相开关逆变器118提供AC输出以驱动负载106。在一个实施例中整流器114和逆变器118分别包括开关S1-S6和S7-S12，这些开关可以是IGBT、FET或由控制器120使用来自控制器120的适当的开关控制信号122a和124a操作的其他适当形式的电气开关。控制器120包括整流器控制器122，用于选择性提供整流器开关控制信号122a以操作开关S1-S6，从而对三相输入电力进行整流以提供DC链路电路116中的DC链路电容器CDC上的DC总线电压。本示例中的***110是电压源转换器(VSC)。其他实施例也是可以的，其中链路电路116包括一个或更多个链路扼流圈或电感器，其中整流器转换器114为电流源转换器(CSC)驱动***110提供受控DC链路电流。虽然示出的***110包括主动式整流器或主动式前端(AFE)114，但是在其他实施例中替选地可以使用被动式整流器电路，或驱动器110可以直接接收DC输入以用于由逆变器118使用。而且，在一些实现方式中可以省略示出的输入滤波器112，并且在一些实施例中可以提供输出变压器和陷波滤波器电路(未示出)，在多个实施例中其可以在驱动器***110外部或可以被集成到驱动器***110以对驱动器***118提供的输出电压进行增压来驱动高电压电动机负载106，其中陷波滤波器是多相LCL或LC配置以减小输出变压器电压纹波并保护电动机负载106。
逆变器开关S7-S12根据来自驱动器控制器120的逆变器开关部件124的开关控制信号124a来操作，从而根据诸如输出速度或频率、转矩等的一个或更多个期望输出操作参数来提供多相输出以驱动负载106。在一个实施例中逆变器控制器124计算在生成脉宽调制(PWM)开关控制信号124a时使用的角度和命令调制指数，或控制器124可以实施正弦三角脉宽调制以在一系列逆变器PWM开关周期中的每个周期中实现期望的电动机速度、转矩等。驱动器控制器120及其部件可以被实现为任何合适的硬件、处理器执行的软件、处理器执行的固件、逻辑和/或它们的组，其中示出的控制器120可以使用提供各种控制功能的处理器执行的软件或固件来实现，通过所述控制功能控制器120接收反馈和/或输入信号和/或值(例如设定点)，并提供整流器和逆变器开关控制信号122a和124a来操作逆变器118的整流器开关装置S1-S6和开关S7-S12，以转换输入电力用于提供AC输出电力以驱动负载106。此外，控制器120及其部件可以以基于单个处理器的装置(诸如微处理器、微控制器、FPGA等)被实现，或这些中的一个或更多个可以由两个或更多个处理器以统一或分布的方式单独实现。
整流器和逆变器开关S1-S12根据相应开关控制信号122a和124a可操作，以在被致动时选择性地导通电流。在这一方面，驱动器控制器120的整流器和逆变器开关控制部件122和124可以包括模拟驱动器电路以生成适合于操作开关装置S1-S12的信号。此外，虽然在图1的实施例中在各IGBT S1-S12两端连接二极管，但并非是所有可能的实施例的要求。根据经脉宽调制的整流器开关控制信号122a来控制整流器开关S1-S6的操作，从而提供对来自源102的AC输入电力的主动式整流，以在电容CDC两端提供DC电压(或提供通过电流源转换器(CSC)实现方式的链路扼流圈的DC电流)。在其他可能的实施例中可以使用被动式整流器。
逆变器开关S7-S12被耦合以从DC总线116接收电力并向电动机或其他负载106提供AC输出电力，其中开关S7-S12根据来自逆变器控制器124的PWM开关控制信号124a来操作。在一些实施例中逆变器控制器124还可以向整流器控制器122提供DC命令信号或值，以使得整流器控制器122操作整流器开关S1-S6来相应地提供经调节的DC输出。而且，如图1看出的，逆变器控制器124实现接收各种输入信号或值的控制环路124c，各种输入信号或值包括用于期望的输出操作(诸如电动机速度、位置、转矩等)的设定点信号或值、以及表示电动机驱动器***110的各部分的操作值的反馈信号或值(未示出)。
还参照图2-4，图2中的曲线图200分别示出了表示逆变器开关控制器124的控制环路124c产生的占空比的、具有彼此120°的相位关系的一组三个基本正弦调制波形202a、202b和202c，连同逆变器输出相a、b和c的相应三角形(例如斜坡变化(ramped))载波波形204a、204b和204c，用于旋转图1的电动机负载106。在一个可能的实现方式中，控制环路124c基于电动机速度(例如，电动机频率)设定点(未示出)来实现电压-频率(V-F)控制方案。虽然以从-1至+1变化的每单位(PU)范围示出波形202和204中的每个波形，但是对于调制和载波波形可以使用任何合适的数值范围。在示出的示例中，控制环路124c针对每个输出相生成调制波形202作为相应逆变器输出相a、b和c的占空比DA、DB和DC，占空比DA、DB和DC表示相应的相线a、b或c连接至中间DC电路116的正端子或负端子的PWM开关周期或时段206的接通时间或百分比。将载波波形202与相应调制波形204进行比较，以生成开关控制信号124a来操作逆变器开关S7-S12。而且，如图2看出的，以表示具有比PWM开关周期206长得多的倒数(reciprocal)时段208的逆变器波形提供的期望AC输出频率的频率提供占空比波形202。
还参照图3和图4，图3提供了示出在低得多的输出操作频率下的另一示例情形的曲线图300，其中逆变器输出时段208比图2中示出的时段长得多。
图4提供了曲线图400，曲线图400示出了分别针对控制环路124c确定相占空比DA1、DA2、DA3、DA4和DA5的若干PWM半周期205-1、205-2、205-3、205-4和205-5的调制波形202a和载波波形204a的部分302的另外的细节。曲线图410示出了相应相电压波形412，在占空比信号或值DA1大于载波信号或值204a时波形412为高(在上相开关S7被接通且S10被断开时，输出相具有值Vdc)，以及在载波402a超过占空比DA1时波形412为低(在下开关S10被接通并且S7断开时，输出值为0V)。在一些实施例中逆变器控制器124可以经由存储在存储器132中的处理器执行的程序指令来确定占空比DA、DB和DC作为数字值，或这可以例如通过将一个或更多个设定点信号或值与一个或更多个反馈信号和/或值进行比较由其它模拟和/或数字电路来确定。而且，在一些实施例中，载波204可以是处理器130生成且与调制占空比202(DA、DB和DC)比较的数字值。在其他示例实施例中，载波204由斜坡变化发生器电路(未示出)生成。
还参照图5和图6，在占空比DA接近零时，诸如对于低电动机速度，在曲线图410中的波形412为高时上开关S7接通的时间减小，并且可以达到近似逆变器开关S7-S12的热阻抗时间常数的脉宽水平。而且，开关控制信号脉冲的减小的宽度使得更加难以基于DC总线水平和逆变器开关信号来准确地估计逆变器输出电压。因此，当在当前PWM半周期205中最大脉宽值TPULSE大于阈值TH时，控制器120使用零向量(例如，111、-1-1-1)选择性地暂停PWM载波信号204以提供逆变器开关控制信号124a，并且控制器120累积当前输出值以用于在后续半周期205中使用。图5示出了低速操作，其中控制器120提供选择性载波暂停和占空比累积，以提供具有比默认开关周期长度206更长的开关周期长度506的有效较低开关频率。图6示出了曲线图600和610，曲线图600和610示出了图5的部分502中的利用在控制器120中实现的选择性载波波形暂停和占空比累积构思的载波、占空比和开关控制信号波形。
以这种方式，控制器120选择性提供对于低速操作的开关频率的有效减小，同时保持每个半周期205中的高频控制环路采样。而且，特别是以低逆变器输出频率(例如低电动机速度)的有效开关频率减小有助于通过测量IGBT开关S7-S12的在存在IGBT上升和下落时间变化的开关脉冲期间的DC总线电压、死区时间参数、DC总线电压感测电路不准确性和Vce电压下降来对逆变器输出相电压进行估计。此外，该构思有利地在逆变器开关的有效开关速率减小时减轻开关S7-S12上的结温度应力。发明人还意识到在载波信号204暂停的半周期205期间累积计算的输出控制值提供相同的输出电压，如否则会通过有效地延长与控制器124c提供的占空比值相称的开关脉冲来实现。
因此，保持逆变器输出信号波形的有效控制，连同包括以每个半周期205采样的高频控制环路操作，以保持高控制环路带宽。在这一方面，本公开内容的控制构思提供了相比于针对低电动机速度仅减小PWM开关频率的显著进步，从而保持改进的控制带宽并可以结合针对特定开关频率设计的其他部件(例如，输出陷波滤波器，未示出)使用***110。此外，在低速或启动条件下驱动器110的输出电流以及由此转矩能力提高，其中采用利用零向量切换的选择性载波暂停和占空比累积有助于否则会需要的低速降级(derate)的量的减小，而不需要开关S7-S12的超大尺寸以及不需要对标称逆变器脉宽调制开关频率的调节。这进而改进了电力转换***110的性能，而没有关于将输出变压器和/或陷波滤波器电路用于电动机驱动器和其他电力转换应用的任何限制。
还参照图9，控制器120及其逆变器开关控制部件124在一些实施例中根据图9中示出的过程900可操作。虽然下面以一系列动作或事件的形式示出并描述了方法900，但是将理解本公开内容的各方法不限于这样的动作或事件的说明顺序。在这一方面，除了在下文中特别提出之外，根据本公开内容一些动作或事件可以以不同的顺序和/或与偏离本文示出和描述的那些动作或事件的其他动作或事件同时地发生。还注意，不是全部示出的步骤都需要以实现根据本公开内容的过程或方法，并且可以组合一个或更多个这样的动作。本公开内容的示出的方法900和其他方法可以以硬件、处理器执行的软件或它们的组合被实现，诸如在一个实施例中以上述示例性电动机驱动器控制器120被实现，并且本公开内容的示出的方法900和其他方法可以以存储在有形非暂态计算机可读介质中的计算机可执行指令的形式被实施，诸如在一个示例中存储在存储器132中且由处理器130执行。
当逆变器118开始操作时，在一系列PWM周期中的每个周期中迭代处理之前，在图9中在步骤901将一组值DAVAL,DBVAL和DCVAL清零。在902处新的或下一PWM半周期(例如，图4和9中看到的半周期205)开始，其中控制器(124c)针对当前半周期205的每个输出相计算并提供在-1与+1之间变化的逆变器输出占空比DA、DB和DC。如在图6中看出的，例如，控制器120针对每个半周期205-1,205-2…205-7对载波波形204a的峰和谷处的任何反馈信号或值以及任何期望的(例如设定点)信号或值进行采样。使用任何适合的闭环和/或开环控制方案，控制环路124c在每个半周期205开始时针对每个逆变器输出相提供占空比作为信号或值。图6的曲线图600示出了包括分别与PWM半周期205-1,205-2…205-7对应的DA1,DA2…DA7的、相“a”的相应占空比值。如在图5中看出的，例如，在多个PWM周期206内的占空比值提供了基本正弦的一组三相波形202a、202b和202c，每个三相波形具有与期望的逆变器输出频率对应(即期望的逆变器输出频率的倒数)的时段208，其中波形202彼此偏离120°。
在图9中的904处，控制器120针对当前PWM半周期205的逆变器输出相“a”、“b”和“c”中的每个确定当前输出控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL。如在图9中看出的，根据以下等式(1)-(3)把控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL计算为先前PWM半周期205的该相的先前输出控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL与当前PWM半周期205的相应占空比DA、DB和DC之和：
(1)DAVAL＝DAVAL+DA，
(2)DBVAL＝DBVAL+DB，以及
(3)DCVAL＝DCVAL+DC。
如下面关于图9中的912进一步说明的，该操作针对每个单独逆变器输出相根据需要选择性累积来自先前周期的计算出的占空比值。
在图9中的906处，控制器120根据逆变器输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL的最大绝对值以及还根据PWM时段206(TS)按照以下等式(4a)来确定脉宽值TPULSE：
(4a)TPULSE＝MAX(|DAVAL|,|DBVAL|,|DCVAL|)*TS，
其中通过TS进行标定(scaling)提供指示与当前PWM半周期中具有最大绝对输出控制值的相相关联的有效脉宽的时间值(例如，以毫秒为单位)。在另一可能的实施例中，按照以下等式(4b)来计算脉宽值TPULSE：
(4b)TPULSE＝MAX(|DAVAL-DBVAL|,|DBVAL-DCVAL|,|DCVAL-DAVAL|)*TS。
在图9中的908处，将脉宽值TPULSE与阈值TH进行比较。如果脉宽值TPULSE超过阈值(在908处为是)，则过程900进行到909，在909处控制器120可选地恢复或继续当前PWM半周期205的载波204a、204b和204c的斜坡变化，并且然后在图9中的910处根据逆变器输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL生成针对当前PWM半周期205的开关控制信号124a(图1上部)。在图9中的912处，控制器120如上所述在进行开始下一PWM半周期之前将输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL中的每个重置为零。
如果脉宽值TPULSE没有超过阈值TH(在908处为否)，则控制器在920处暂停(例如冻结)当前半周期的载波信号，并在922处根据对于每个逆变器输出相的零向量(例如，111,-1-1-1)，针对当前PWM半周期205生成开关控制信号。在图6中示出了该操作，其中在相应半周期205-1和205-2中示出了包括DA1和DA2的相“a”的连续占空比值。在这种情形下，控制器120确定(例如在图9中的908处)计算出的脉宽值TPULSE没有超过阈值TH，并且由此如在图6的曲线图600中看出的在半周期205-2期间暂停载波204a。在这一方面，针对半周期205-2以其最大值+1暂停载波，并且控制器120在相应的逆变器输出PWM控制值DAVAL的计算时累积相应占空比值DA2。
当在904处针对随后PWM半周期205-3计算控制值时，控制器120将新值DAVAL计算为DA2+DA3之和。而且，在该示例中，控制器在906和908处确定通过PWM时段TS标定的最大绝对PWM控制值(MAX(|DAVAL|,|DBVAL|,|DCVAL|)*TS)超过阈值TH，并且由此在半周期205-3期间恢复载波波形204a的向下斜坡变化。当在半周期205-3期间计算的控制值(DA2+DA3)超过向下斜坡变化的载波信号204a时，这进而产生逆变器118的输出处对应于相“a”的输出电压Va的波形412中的上升沿，其中开关S7被接通并且开关S10被断开。而且，在该半周期205-3期间，在图9中在912处将输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL再次重置为零。
在图6的示例中，通过控制器120响应于在PWM半周期205-4期间脉宽值TPULSE小于或等于阈值TH而选择性地暂停载波信号204a的斜坡变化，再次重复占空比累积和载波暂停情形。由于该点处的载波波形204a被暂停在最小值-1处，所以波形412中的脉冲在半周期205-4期间继续为高，其中S7保持接通且S10保持断开。而且，在该示例中，计算的脉宽值TPULSE在后续半周期205-5期间再次超过阈值TH，并且控制器120相应恢复载波信号204a的斜坡变化(向上)，当载波波形204a超过计算的(例如累积的)控制值(DA4+DA5)时使波形412归零(S10通、S7断)。
在下一半周期205-6中，控制器120再次确定计算的脉宽值TPULSE不超过阈值TH，并因此将载波波形204a暂停在+1值处。此后，在半周期205-7中，控制器120恢复载波波形204a的向下斜坡变化并将累积的值DA6+DA7与载波204a进行比较，当累积的输出PWM控制值DAVAL超过载波204a时使得波形412如图6所示变为高。虽然图6示出了逆变器118的仅单个相(相“a”)，但是在控制提供给逆变器118的其他相“b”和“c”的开关控制信号124a时执行相似操作，如图5的曲线图500所示。
如在图5和图6中看出的，高亮部分502中的选择性操作提供了是标称PWM开关周期206两倍长的有效PWM开关周期时段506，从而提供是标称值一半的有效PWM开关频率。而且，重要的是，控制器120在示出的部分502上继续，从而以标称PWM开关频率的两倍更新控制环路124c。因此，保持了控制带宽，同时选择性降低有效PWM开关频率。因此，以低电动机速度，控制器120有利地减轻对开关S7-S12的热应力。此外，如图6的曲线图610看出的，经由开关控制信号124a(例如图6中的曲线412)提供的有效脉宽有减轻开关S7-S12中的过多开关损耗的充足的持续时间，同时通过在开关脉冲期间测量DC总线电压还有助于对逆变器输出电压的准确评估。
在一些实施例中阈值TH可以是可调的，并且可以根据各种期望操作条件来设置。具体地，阈值TH可以被设置，使得不需要电力转换***110的低速(例如，或起动)降级，或降低对这种降级的需要。在一个可能的实施例中，阈值TH大于开关S7-S12的上升时间变化，以有助于逆变器输出电压估计，而不需要在逆变器118的输出处的直接传感器。
现在参照图7和图8，载波波形204的选择性暂停或“冻结”和控制器120中提供的占空比值202的相应累积可以提供如上看到的PWM开关周期时段的有效加倍，或基于计算的占空比值DA、DB和DC以及相应的阈值TH会出现开关频率的进一步减小。具体地，上述控制技术和设备提供了在标称开关频率FS/2,FS/3,FS/4,…,FS/N下的选择性操作，其中N是正整数。
图7和图8示出了曲线图700、800和810，它们示出了在计算的占空比值DA、DB和DC较低和/或阈值TH被设置得较高的不同情形下***110中的波形。在这种情况下，图8示出了图7的部分702，其中控制器120选择性累积连续的PWM半周期205-2和205-3中的占空比值DA2和DA3，同时将载波波形204a保持或暂停在最大值+1处。一旦在下一PWM半周期205-4期间计算的脉宽值TPULSE超过阈值TH(在图9中在908处为是)，则控制器120恢复载波波形204a的向下斜坡变化，当累积的占空比之和DA2+DA3+DA4超过载波波形204a时使得开关波形412变为高。而且，在半周期205-4之后，控制器120再次暂停载波波形204a(此时在最小值-1处)并累积如图8所示的下两个PWM半周期205-5和205-6期间的所计算的占空比值DA5和DA6。
在下一半周期205-7中，控制器120恢复其值在半周期205-7期间与DA5+DA6+DA7之和比较的载波波形204a的向上斜坡变化，从而产生图8的曲线图810中的波形412中的下降沿。控制器120在后续PWM半周期205-8和205-9期间再次暂停载波波形(在最大值+1处)，同时累积相应计算的占空比值DA8和DA9，并且以该方式进行的操作可以继续一段时间，或一旦计算的占空比使得计算的脉宽TPULSE定期地超过阈值TH就停止。而且，如图7和图8看出的，该示例示出了开关频率有效减少了三分之一，其中有效开关周期时段707是标称PWM开关周期时段206的三倍长。
上述示例对本公开内容的各个方面的若干可能实施例仅是说明性的，其中本领域技术人员在阅读和了解本说明书和附图时将会想到等同变更和/或修改。特别是关于上述部件(组件、装置、***、电路等)执行的各种功能，用于描述这种部件的术语(包括提到“装置(means)”)除非另有指明否则意在对应于执行所描述的部件的指定功能的任何部件(即，其是功能等同的)(诸如硬件、处理器执行的软件或它们的组合)，即使在结构上不等同于执行本公开内容的所示出的实现方式中的功能的所公开的结构。此外，虽然已经关于仅若干实现方式之一公开了本公开内容的具体特征，但是这样的特征可以与如针对任何给定或特定应用会是期望的和有利的、其他实现方式的一个或更多个其他特征结合。此外，关于在说明书和/或权利要求书中使用术语“包括(including)”、“包括(includes)”、“具有(having)”、“具有(has)”、“带有”或其变型的程度，这些术语旨在以与术语“包含(comprising)”相似的方式是包含性的。该描述使用示例来公开各个实施例并且还使得本领域任何技术人员能够实践公开的主题内容，包括制造和使用任何装置或***以及执行任何并入的方法。明显的是，可以进行各种修改和改变，并且可以实现另外的实施例，而不背离所附权利要求中阐述的本公开内容的更宽的范围，其中说明书和附图被认为是说明性而非限制性意义。

Claims (19)

1.一种用于控制开关逆变器(118)的方法(900)，所述方法包括：
针对当前脉宽调制半周期(205)，确定(902)开关逆变器(118)的每个输出相的占空比(DA、DB、DC)；
针对每个输出相，将所述当前脉宽调制半周期(205)的当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)确定(904)为先前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的先前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)与所述当前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的占空比(DA、DB、DC)之和；
根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)中的最大值或所述当前脉宽调制半周期(205)的两个相之间的最大当前输出控制值差来确定(906)所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)选择性地生成(910)开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于所述阈值(TH)，选择性地将所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)重置(912)为零；以及
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)小于或等于所述阈值(TH)，根据零向量(111、-1-1-1)选择性地生成(922)所述开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)，以及选择性地暂停(920)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的载波的斜坡变化。
2.根据权利要求1所述的方法(900)，其中确定(906)所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)包括：
确定所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期(205)的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期(205)的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值(206)。
3.根据权利要求1所述的方法(900)，包括：
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，选择性地恢复(909)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的所述载波的斜坡变化，以生成(910)所述开关控制信号(124a)。
4.根据权利要求1所述的方法(900)，其中所述阈值(TH)大于所述开关逆变器(118)的开关(S7-S12)的上升时间变化。
5.根据权利要求1所述的方法(900)，其中根据电压-频率控制环路(124c)针对所述当前脉宽调制半周期(205)确定(902)每个输出相的所述占空比(DA、DB、DC)。
6.根据权利要求1所述的方法(900)，其中在所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的载波的峰或谷处，针对所述当前脉宽调制半周期(205)确定(902)每个输出相的所述占空比(DA、DB、DC)。
7.根据权利要求6所述的方法(900)，包括：
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)大于所述阈值(TH)，选择性地恢复(909)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的所述载波的斜坡变化，以生成(910)所述开关控制信号(124a)。
8.一种非暂态计算机可读介质(132)，其具有用于控制开关逆变器(118)的计算机可执行指令，所述计算机可读介质(132)包括计算机可执行指令，用于：
针对当前脉宽调制半周期(205)，确定(902)开关逆变器(118)的每个输出相的占空比(DA、DB、DC)；
针对每个输出相，将所述当前脉宽调制半周期(205)的当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)确定(904)为先前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的先前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)与所述当前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的占空比(DA、DB、DC)之和；
根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)中的最大值或所述当前脉宽调制半周期(205)的两个相之间的最大当前输出控制值差来确定(906)所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)选择性地生成(910)开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于所述阈值(TH)，选择性地将所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)重置(912)为零；以及
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)小于或等于所述阈值(TH)，根据零向量(111、-1-1-1)选择性地生成(922)所述开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)，以及选择性地暂停(920)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的载波的斜坡变化。
9.一种用于控制多相逆变器(118)的设备(120)，包括：
电子存储器(132)；以及
至少一个处理器(130)，被编程为：
针对当前脉宽调制半周期(205)，确定(902)开关逆变器(118)的每个输出相的占空比(DA、DB、DC)；
针对每个输出相，将所述当前脉宽调制半周期(205)的当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)确定(904)为先前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的先前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)与所述当前脉宽调制半周期(205)的所述输出相的占空比(DA、DB、DC)之和；
根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)中的最大值或所述当前脉宽调制半周期(205)的两个相之间的最大当前输出控制值差来确定(906)所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，根据所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)选择性地生成(910)开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)；
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的脉宽值(TPULSE)大于所述阈值(TH)，选择性地将所述当前输出控制值(DAVAL、DBVAL、DCVAL)重置(912)为零；以及
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)小于或等于所述阈值(TH)，根据零向量(111、-1-1-1)选择性地生成(922)所述开关控制信号(124a)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)操作所述开关逆变器(118)，以及选择性地暂停(920)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的载波的斜坡变化。
10.根据权利要求9所述的设备(120)，其中所述至少一个处理器(130)被编程为实现将设定点逆变器输出频率与所述开关逆变器(118)的相输出电压相关的电压-频率控制环路(124c)，以针对所述当前脉宽调制半周期(205)确定开关逆变器(118)的每个输出相的占空比(DA、DB、DC)。
11.根据权利要求9所述的设备(120)，其中所述至少一个处理器(130)被编程为：在所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的载波的峰或谷处，针对所述当前脉宽调制半周期(205)确定(902)每个输出相的所述占空比(DA、DB、DC)。
12.根据权利要求11所述的设备(120)，其中所述至少一个处理器(130)被编程为：
响应于所述当前脉宽调制半周期(205)的所述脉宽值(TPULSE)大于阈值(TH)，选择性地恢复(909)所述当前脉宽调制半周期(205)的每个输出相的所述载波的斜坡变化，以生成(910)所述开关控制信号(124a)。
13.根据权利要求12所述的设备(120)，其中所述阈值(TH)大于所述开关逆变器(118)的开关(S7-S12)的上升时间变化。
14.根据权利要求13所述的设备，其中所述至少一个处理器被编程为通过以下操作来确定所述当前脉宽调制半周期的所述脉宽值：
确定所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值。
15.根据权利要求12所述的设备，其中所述至少一个处理器(130)被编程为通过以下操作来确定所述当前脉宽调制半周期的所述脉宽值：
确定所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值。
16.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器被编程为通过以下操作来确定所述当前脉宽调制半周期的所述脉宽值：
确定所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值。
17.根据权利要求11所述的设备(120)，其中所述阈值(TH)大于所述开关逆变器(118)的开关(S7-S12)的上升时间变化。
18.根据权利要求17所述的设备，其中所述至少一个处理器被编程为通过以下操作来确定所述当前脉宽调制半周期的所述脉宽值：
确定所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值。
19.根据权利要求9所述的设备，其中所述至少一个处理器被编程为通过以下操作来确定所述当前脉宽调制半周期的所述脉宽值：
确定所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差；以及
将所述当前输出控制值中的所述最大值或所述当前脉宽调制半周期的两个相之间的所述最大当前输出控制值差乘以与全脉宽调制周期对应的脉宽调制周期值。
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