CN105576971A - 输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，该变换器包括第一SDC网络结构和第二SDC网络结构，第一SDC网络结构包括分压电容C₁，开关管S₁和二极管D₁，二极管D₁的阳极与分压电容C₁连接，二极管D₁的阴极与开关管S₁连接；第二SDC网络结构包括分压电容C₂，开关管S₂和二极管D₂，二极管D₂的阴极与分压电容C₂连接，二极管D₁的阳极与开关管S₂连接。本发明的变换器的输入、输出电流均连续，电压增益和传统的Buck变换器完全相同，且在相同条件下功率管电压应力变为一半，滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍，上述结论证实了该三电平Buck变换器拓扑的正确性。

Description

输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器

技术领域

本发明属于变换器技术领域，具体涉及一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器。

背景技术

将可再生能源与储能型负载相结合，可以最大限度的利用可再生能源，从而有效缓解能源危机和减轻环境污染。为此，近年来出现了电动汽车光伏充电桩、光伏储能电站等多种新型光伏利用形式。在这些光伏***中，光伏阵列大都采用Buck变换器与蓄电池组直接连接在一起，构成高压大容量光伏储能***。其中，Buck变换器既是光伏接口，同时又是蓄电池的充电器。

为了提高光伏储能***的MPPT效率，必须尽可能地减小光伏电池的电流纹波。然而，传统Buck变换器的输入电流是断续的。为此，实际应用中需要在Buck变换器的输入侧并联高压大容量的电解电容，这无疑会增大***的体积、成本，而且使用寿命会大大缩短。此外，为了满足高压大容量光伏储能***的电压等级要求，Buck变换器通常要采用高耐压的IGBT或者CoolMOS作为开关管。然而，IGBT的开关速度较低，不利于***的小型化和轻量化；而CoolMOS的价格高昂，导致成本攀升。

发明内容

发明目的：本发明的目的是为了解决现有技术中的不足，提供一种新型的输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器。该变换器的输入、输出电流均连续，因此只需要在输入、输出侧并联小容量的薄膜电容就能满足光伏储能***的电流纹波指标要求，***可靠性大为提高；功率器件的电压应力仅为输入电压的一半，使得低压MOSFET的使用成为可能；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率为开关频率的两倍，从而能有效减小滤波器的体积和重量。

技术方案：本发明所述的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，包括第一SDC网络结构和第二SDC网络结构，所述第一SDC网络结构包括分压电容C₁，开关管S₁和二极管D₁，所述二极管D₁的阳极与分压电容C₁连接，所述二极管D₁的阴极与开关管S₁连接；所述第二SDC网络结构包括分压电容C₂，开关管S₂和二极管D₂，所述二极管D₂的阴极与分压电容C₂连接，所述二极管D₁的阳极与开关管S₂连接；所述二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极之间还连接有滤波电感L2，所述二极管D₁的阴极与所述二极管D₂的阳极之间还连接有滤波电感L1和输出滤波电容C_o。

进一步的，所述开关管S₁和S₂采用交错控制方式，驱动信号的占空比相同，但相位相差180。

进一步的，所述分压电容C₁与分压电容C₂的大小相等。

本发明还公开了上述一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器的控制方法，该变换器在一个开关周期内的工作过程控制分为4个模态，且上述4个模态分为占空比D≥0.5和占空比D<0.5两种情况：

(A)占空比D≥0.5时：

(1)模态1，t₀-t₁：在t₀时刻，S₁和S₂同时开通，D₁和D₂因承受反向电压U_in/2而关断；电感L₁的端电压为U_in-U_o>0，其电流开始线性增加，电感L₂的端电压为0；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻关断S₂，模态1结束；此时D₂导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻开通S₂，模态2结束；此时变换器工作情况与模态1相同；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻关断S₁，模态3结束；此时，D₁导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(B)占空比D<0.5时：

(1)模态1，t₀-t₁：在t₀时刻，S₁开通，S₂关断；此时D₂导通，电感L₁端电压为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻关断S₁，模态1结束；此时D₁和D₂均导通，电感L₁端电压均为-U_o<0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻开通S₂，模态2结束；此时D₁导通，电感L₁的端电压均为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻关断S₂，模态3结束；此时变换器工作情况与模态2相同。

进一步的，该变换器具有和传统Buck变换器一样的电压增益；功率管的电压应力均减小了一半；滤波电感电流和输出滤波电容端电压的脉动频率为开关频率的两倍。

有益效果：本发明提供的一种新型的输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，该变换器的输入、输出电流均连续，因此只需要在输入、输出侧并联小容量的薄膜电容就能满足光伏储能***的电流纹波指标要求，***可靠性大为提高；功率器件的电压应力仅为输入电压的一半，使得低压MOSFET的使用成为可能；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率为开关频率的两倍，从而能有效减小滤波器的体积和重量。

附图说明

图1为本发明的变换器及其TL拓扑结构示意图；

图2为本发明的不同开关模态的等效电路图；

图3为本发明在占空比D≥0.5时的工作波形图；

图4为本发明在占空比D<0.5时的工作波形图；

图5为占空比D＝0.25时的实验波形；

图6为占空比D＝0.75时的实验波形。

具体实施方式

如图1所示的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，包括第一SDC网络结构和第二SDC网络结构，所述第一SDC网络结构包括分压电容C₁，开关管S₁和二极管D₁，所述二极管D₁的阳极与分压电容C₁连接，所述二极管D₁的阴极与开关管S₁连接；所述第二SDC网络结构包括分压电容C₂，开关管S₂和二极管D₂，所述二极管D₂的阴极与分压电容C₂连接，所述二极管D₁的阳极与开关管S₂连接；所述二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极之间还连接有滤波电感L2，所述二极管D₁的阴极与所述二极管D₂的阳极之间还连接有滤波电感L1和输出滤波电容C_o。

图1中，S₁、S₂为开关管，且S₁和S₂采用交错控制方式，即驱动信号的占空比相同，但是相位相差180°；D₁、D₂为二极管；L₁、L₂为滤波电感；C₁、C₂为分压电容，且C₁＝C₂；C_o为输出滤波电容。

下面详细分析该输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器的工作原理和特性。为了简化分析过程，先作如下基本假设：①所有功率管和滤波元件均为理想器件；②C₁、C₂足够大，其纹波忽略不计，故有U_c1＝U_c2＝U_in/2；③输出电容C_o足够大，可等效为电压源U_o。

基于上述假设，稳态时该变换器在一个开关周期内的工作过程分为4个模态，每个模态对应的等效电路如图2所示。由于D≥0.5和D<0.5两种情况下，变换器的工作模态不完全相同，因此有必要分别予以分析。

(1)D≥0.5时(工作波形如图3所示)

模态1[t₀,t₁](等效电路如图2(a)所示)

在t₀时刻，S₁和S₂同时开通，D₁和D₂因承受反向电压U_in/2而关断；电感L₁的端电压为U_in-U_o>0，其电流开始线性增加,电感L₂的端电压为0。

模态2[t₁,t₂](等效电路如图2(b)所示)

t₁时刻关断S₂，模态1结束。此时，D₂导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0。

模态3[t₂,t₃](等效电路如图2(a)所示)

t₂时刻开通S₂，模态2结束。此时，变换器工作情况与模态1相同，在此不再赘述。

模态4[t₃,t₄](等效电路如图2(c)所示)

t₃时刻关断S₁，模态3结束。此时，D₁导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0。

(2)D<0.5时(工作波形如图4所示)

模态1[t₀,t₁](等效电路如图2(b)所示)

在t₀时刻，S₁开通，S₂关断。此时，D₂导通，电感L₁端电压为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0。

模态2[t₁,t₂](等效电路如图2(d)所示)

t₁时刻关断S₁，模态1结束。此时，D₁和D₂均导通，电感L₁端电压均为-U_o<0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0。

模态3[t₂,t₃](等效电路如图2(c)所示)

t₂时刻开通S₂，模态2结束。此时，D₁导通，电感L₁的端电压均为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0。

模态4[t₃,t₄](等效电路如图2(d)所示)

t₃时刻关断S₂，模态3结束。此时，变换器工作情况与模态2相同，在此不再赘述。特性分析：

(1)电压增益

由伏秒平衡可分别得到：

$\left\{\begin{array}{cc}(U_{in}-U_o)(2D-1)=2(U_o-\frac{U_{in}}{2})(1-D)& (D\&GreaterEqual;0.5)\\ 2(\frac{U_{in}}{2}-U_o)D=U_o(1-2D)& (D<0.5)\end{array}\right.---\left(1\right)$

分别解上述两式，均可得到：

$\frac{U_o}{U_{in}}=D---\left(2\right)$

这表明，本发明提出的三电平Buck变换器具有和传统Buck变换器一样的电压增益。

(2)功率管电压应力

由图3和图4可以看出，在占空比D的整个变化范围内，所有开关管和二极管的电压应力均为U_in/2，为传统Buck变换器功率管电压应力的一半。

(3)滤波电感电流和滤波电容电压的纹波频率

由图3和图4还可以看出，本发明提出的三电平Buck变换器的输入、输出电流均连续，但是滤波电感电流的脉动频率变为开关频率的两倍。而且，滤波电容C_o的充放电频率也为开关频率的2倍。这意味着，在电压、电流脉动允许值和开关频率均相同的条件下，该三电平Buck变换器的电容和电感量可减小为传统Buck变换器的一半。

综上所述，本发明提出的输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，具有和传统Buck变换器一样的电压增益；功率管的电压应力均减小了一半；滤波电感电流和输出滤波电容端电压的脉动频率为开关频率的两倍。这些特性均完全符合三电平直流变换器的基本特点，从而证明该三电平拓扑的正确性。

为了验证理论分析的正确性，使用saber仿真软件进行仿真验证，其设计指标如下：开关频率为f＝100kHz，直流输入电压U_in＝40V-120V，输出电压U_o＝30V，滤波电感L₁＝500μH，L₂＝250μH，分压电容C₁＝C₂＝100μF，滤波电容C_o＝22μF，S₁和S₂采用IRF640，D₁和D₂采用MBR20200CT。

图5和图6分别给出了占空比D＝0.25和D＝0.75时的实验波形。可以看出，该变换器的输入输出电流均连续，且电感电流连续时，输入电压和输出电压满足U_o＝DU_in的关系；开关管S₁、S₂和二极管D₁、D₂的电压应力均为输入电压的一半。此外，还可以看出，输出电压和电感L₁、L₂的电流的脉动频率均为开关频率的2倍。这些实验结果与理论分析完全吻合，从而证明了该输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器的正确性。

本发明提出了一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器。详细分析了其工作原理和特性，并使用Saber软件进行仿真验证。研究结果表明，该三电平Buck变换器的输入、输出电流均连续，电压增益和传统的Buck变换器完全相同，且在相同条件下功率管电压应力变为一半，滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍。上述结论证实了该三电平Buck变换器拓扑的正确性。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (5)

1.一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，其特征在于：包括第一SDC网络结构和第二SDC网络结构，所述第一SDC网络结构包括分压电容C₁，开关管S₁和二极管D₁，所述二极管D₁的阳极与分压电容C₁连接，所述二极管D₁的阴极与开关管S₁连接；所述第二SDC网络结构包括分压电容C₂，开关管S₂和二极管D₂，所述二极管D₂的阴极与分压电容C₂连接，所述二极管D₁的阳极与开关管S₂连接；所述二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极之间还连接有滤波电感L2，所述二极管D₁的阴极与所述二极管D₂的阳极之间还连接有滤波电感L1和输出滤波电容C_o。

2.根据权利要求1所述的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，其特征在于：所述开关管S₁和S₂采用交错控制方式，驱动信号的占空比相同，但相位相差180。

3.根据权利要求1所述的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器，其特征在于：所述分压电容C₁与分压电容C₂的大小相等。

4.根据权利要求1-3任意一项所述的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器的控制方法，其特征在于：该变换器在一个开关周期内的工作过程控制分为4个模态，且上述4个模态分为占空比D≥0.5和占空比D<0.5两种情况：

(A)占空比D≥0.5时：

(1)模态1，t₀-t₁：在t₀时刻，S₁和S₂同时开通，D₁和D₂因承受反向电压U_in/2而关断；电感L₁的端电压为U_in-U_o>0，其电流开始线性增加，电感L₂的端电压为0；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻关断S₂，模态1结束；此时D₂导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻开通S₂，模态2结束；此时变换器工作情况与模态1相同；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻关断S₁，模态3结束；此时，D₁导通，电感L₁的端电压为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(B)占空比D<0.5时：

(1)模态1，t₀-t₁：在t₀时刻，S₁开通，S₂关断；此时D₂导通，电感L₁端电压为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻关断S₁，模态1结束；此时D₁和D₂均导通，电感L₁端电压均为-U_o<0，其电流开始线性下降，电感L₂的端电压为0；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻开通S₂，模态2结束；此时D₁导通，电感L₁的端电压均为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升，电感L₂的端电压为0；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻关断S₂，模态3结束；此时变换器工作情况与模态2相同。

5.根据权利要求4所述的一种输入、输出电流均连续的三电平Buck变换器的控制方法，其特征在于：该变换器具有和传统Buck变换器一样的电压增益；功率管的电压应力均减小了一半；滤波电感电流和输出滤波电容端电压的脉动频率为开关频率的两倍。