CN103618449A

CN103618449A - 带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器

Info

Publication number: CN103618449A
Application number: CN201310569410.3A
Authority: CN
Inventors: 汤雨; 王挺
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2013-11-15
Filing date: 2013-11-15
Publication date: 2014-03-05

Abstract

本发明涉及带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，包括直流电源、第一升压电路、第二升压电路、第一电荷泵升压单元、第一箝位回路、第二箝位回路、第一开关电路和负载；直流电源输出的电压分为两路输出，其中一路经第一升压电路初步升压后输入第一电荷泵升压单元，经第一电荷泵升压单元二次升压后经第一开关电路输入至负载的一端；另一路经第二升压电路初步升压后输入至负载另一端，在负载的两端还并联一输出滤波电容；第一箝位回路包括第一箝位电容和第一箝位二极管，第二箝位回路包括第二箝位电容和第二箝位二极管。有源网络升压变换器体积小转换效率高，且主开关管电压电流应力小，二极管实现零电流自然关断，不存在反向恢复问题。

Description

带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器

技术领域

本发明涉及带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，属于电力电子变换器领域。

背景技术

受到能源短缺与环境问题的双重压力，新能源发电因其清洁性受到广泛关注和研究，为了将单块光伏电池、燃料电池并入电网，需要使用高增益、高效率直流变换器大幅度提升直流电压等级。传统Boost变换器升压能力十分有限，随着增益的升高，占空比逐渐变大，电感电流纹波变大，需要的电感也随之变大；且应用在高输出电压场合时，功率开关管电压应力，电流应力较大，开关管导通损耗大；输出侧二极管电压应力大，且二极管硬关断，反向恢复问题和EMI问题十分严重，变换效率较低。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，所述开关电感有源网络升压变换器体积小但转换效率高，且主功率开关管电压应力，电流应力小；功率二极管均能实现零电流自然关断，不存在反向恢复问题，EMI干扰较小。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，其特征在于：包括直流电源、第一升压电路、第二升压电路、第一电荷泵升压单元、第一箝位回路、第二箝位回路、第一开关电路和负载；所述直流电源输出的电压分为两路输出，其中一路经第一升压电路初步升压后输入第一电荷泵升压单元，经第一电荷泵升压单元二次升压后经第一开关电路输入至负载的一端；另一路经第二升压电路初步升压后输入至负载另一端，在负载的两端还并联一输出滤波电容；所述第一升压电路包括第一电感和第一开关管，所述第二升压电路包括第二电感和第二开关管；所述第一箝位回路包括第一箝位电容和第一箝位二极管，所述第二箝位回路包括第二箝位电容和第二箝位二极管，第一电感的一端、第二开关管的漏极以及第一箝位电容的一端分别接至直流电压源正极，第二电感的一端、第一开关管的源极以及第二箝位电容的一端分别接至直流电压源负极，第一箝位电容的另一端与第一箝位二极管的阴极相连，第一电感的另一端、第一箝位二极管的阳极分别与第一开关管的漏极相连；第二箝位电容的另一端分别与第二箝位二极管的阳极和负载的另一端相连，第二电感的另一端和第二箝位二极管的阴极分别与第二开关管的源极相连。

作为本发明的进一步优化方案，所述的第一电荷泵升压单元包括第三电感、第一电荷泵二极管和第一电荷泵电容，所述第一开关电路为二极管，其中，第一箝位电容的另一端接至第一电荷泵二极管的阳极，第一电荷泵二极管的阴极分别与二极管的阳极以及第一电荷泵电容的一端连接，二极管的阴极接至负载的一端，第一电荷泵电容的另一端与第三电感的一端相连，第三电感的另一端与输入侧直流源正极连接；所述第一电感、第二电感与第三电感构成耦合电感，其中第一电感与输入侧直流源正极相连的一端、第三电感与输入侧直流源正极相连的一端，以及第二电感与第二开关管的源极相连的一端为耦合电感的同名端。

作为本发明的进一步优化方案，所述的第一电荷泵升压单元包括第三电感、第一电荷泵二极管和第一电荷泵电容，所述第一开关电路为二极管，其中，第一电荷泵二极管的阴极分别与二极管的阳极以及第一电荷泵电容的一端连接，二极管的阴极接至负载的一端，第一电荷泵电容的另一端与第三电感的一端相连，第三电感的另一端分别与第一箝位二极管的阴极、第一电荷泵二极管的阳极相连；所述第一电感、第二电感与第三电感构成耦合电感，其中第一电感与输入侧直流源正极相连的一端、第三电感与第一箝位二极管的阴极相连的一端，以及第二电感与第二开关管的源极相连的一端为耦合电感的同名端。

作为本发明的进一步优化方案，第一、第二开关管为MOS管或者IGBT管。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：变换器体积小但转换效率高，且主功率开关管电压应力、电流应力低，功率二极管电压应力低，且能够实现零电流自然关断。

附图说明

图1为本发明带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器电路原理图；

图2为本发明第二种实施例带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器电路原理图；

图3是第一功率开关管电压波形图；

图4是第二功率开关管电压波形图；

图5至图7是第一电感、第二电感和第三电感电流波形图；

图8是第一功率开关管电流波形图；

图9是第一功率开关管电流波形图；

图10是第一箝位二极管电压波形图；

图11是第一箝位二极管电流波形图；

图12是第二箝位二极管电压波形图；

图13是第二箝位二极管电流波形图；

图14是第一电荷泵二极管电压波形图；

图15是第一电荷泵二极管电流波形图；

图16是输出侧二极管电压波形图；

图17是输出侧二极管电流波形图；

图18是输出滤波电容电压波形图。

图1９为现有技术的带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器电路原理图；

图20（a）至图20（n）为带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器主要工作波形图；

图21（a）至图21（f）为带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器的等效电路图。

图中标号说明：V_i为直流电压源；N₁为第一电感，N₂为第二电感，S₁、S₂为第一、第二开关管，D₁、D₂为第一、第二箝位二极管，C₁、C₂为第一、第二箝位电容，N₃为第三电感，D₃为第一电荷泵二极管，C₃为第一电荷泵电容，D₄为第一开关电路，C_o为输出滤波电容，R_L为负载。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示的带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，包括直流电源、第一升压电路和第二升压电路，所述第一升压电路和第二升压电路构成双管升压结构，还包括第一电荷泵升压单元、第一箝位回路、第二箝位回路、第一开关电路和负载；所述直流电源输出的电压分为两路输出，其中一路经第一升压电路初步升压后输入第一电荷泵升压单元，经第一电荷泵升压单元二次升压后经第一开关电路输入至负载的一端；另一路经第二升压电路初步升压后输入至负载另一端，在负载的两端还并联一输出滤波电容；

双管升压结构包括：直流电压源Vi、第一电感N1、第二电感N2、第一开关管S1和第二开关管S2，所述第一开关管为第一功率开关管，第二开关管为第二功率开关管；其中：第二功率开关管的漏极、第一电感N1的一端分别与直流电压源Vi正极连接，第一电感N1的另一端与第一功率开关管的漏极连接，第一功率开关管的源极、第二电感N2的一端分别与直流电压源Vi负极连接，第二电感N2的另一端与第二功率开关管的源极连接。

第一箝位回路包括：第一箝位电容C1和第二开关电路，所述第二开关电路为第一箝位二极管D1；其中第一箝位二极管D1的阳极与第一功率开关管S1的漏极、第一电感N1的另一端相连，第一箝位电容C1的一端与输入侧直流源Vi的阳极、第二功率开关管S1的漏极以及第一电感N1的一端相连，第一箝位电容C1的另一端与第一箝位二极管D1的阴极相连。

第二箝位回路包括：第二箝位电容C2和第三开关电路，所述的第三开关电路为第二箝位二极管D2；其中第二箝位二极管D2的阴极与第二功率开关管S2的源极、第二电感N2的另一端相连，第二箝位电容C2的一端与输入侧直流源Vi的阴极、第一功率开关管S1的源极以及第二电感N2的一端相连，第二箝位电容C2的另一端与第二箝位二极管D2的阳极相连。

第一电荷泵升压单元包括：第一电荷泵电容C3、第一电荷泵二极管D3和第三电感N3；第一开关电路为二极管，其中第一电荷泵二极管D3的阳极、第一箝位二极管D1的阴极与第一箝位电路C1的另一端相连，第一电荷泵二极管D3的阴极分别接至二极管的阳极以及第一电荷泵电容C3的一端，二极管的阴极接至负载的一端，第三电感的一端分别接至第一箝位电容C1的一端、第一电感N1的一端、第二开关管S2的漏极以及电源正极。第一电荷泵电容的另一端接至第三电感的另一端。如图1所示，第三电感N3、第一箝位电容C1、第一电荷泵二极管D3、第一电荷泵电容C3相互串联，构成一个闭合回路。

电路中的第一电感N1、第二电感N2、第三电感N3相互耦合成为一个三绕组耦合电感，其中第一电感N1与输入侧直流源Vi阳极相连的一端、第二电感N2与第二功率开关管S2源极相连的一端以及第三电感N3与输入侧直流源Vi阳极相连的一端为三绕组耦合电感的三个同名端。

滤波电容Co即为变换器的输出端，负载R_L并接在变换器的输出端。第一电荷泵升压单元的输出端经第一开关电路接至滤波电容Co的一端，所述第一开电路为二极管。

实施例二：如图2所示，本发明的另一个具体实施例，与实施例一不同之处在于：所述的第一电荷泵升压单元包括第三电感、第一电荷泵二极管和第一电荷泵电容，所述第一开关电路为二极管，其中，第一电荷泵二极管的阴极分别与二极管的阳极以及第一电荷泵电容的一端连接，二极管的阴极接至负载的一端，第一电荷泵电容的另一端与第三电感的一端相连，第三电感的另一端分别与第一箝位二极管的阴极、第一箝位电容的另一端以及第一电荷泵二极管的阳极相连；所述第一电感、第二电感与第三电感构成耦合电感，其中第一电感与输入侧直流源正极相连的一端、第三电感与第一箝位二极管的阴极相连的一端，以及第二电感与第二开关管的源极相连的一端为耦合电感的同名端。

图3至图18为输入电压V_i=40V, 功率开关管S₁、S₂占空比D=0.5，三绕组耦合电感匝比1:1:3，负载R=320Ω时的波形图，其中，图3和图4分别是第一、第二功率开关管电压V_S1、V_S2所对应的波形图，图5至图7分别是第一电感电流iL1所对应的波形图、第二电感电流iL2所对应的波形图和第三电感电流iL3所对就的波形图，图8和图9分别是第一功率开关管电流is1所对应的波形图、第二功率开关管电流is2所对应的波形图，图10和图11分别是第一箝位二极管电压VD1所对应的波形图和电流iD1所对应的波形图，图12和图13分别是第二箝位二极管电压VD2所对应的波形图和电流iD2所对应的波形图，图14和图15分别是第一电荷泵二极管电压VD3所对应的波形图和电流iD3所对应的波形露，图16和图17是输出侧二极管即第一开关电路电压VD4所对应的波形图和电流iD4所对应的波形图，图18是输出滤波电容电压VC所对应的波形。

从图中可以看到功率开关管关断时电压V_S1= V_S2=80V ，说明功率开关管电压应力小。第一功率开关管电流i_s1、第二功率开关管电流i_s2较小，可见功率开关管电流较小，导通损耗小。二极管电流均是电流过零关断，说明有效的解决了二极管反向恢复和EMI干扰问题。

改变绕组N₃一端连接点的位置，可以得到如图2所示的，另一种带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，两种电路在电压增益，功率开关管电压、电流应力、功率二极管电压应力，通态平均电流等参数完全一致，仅在电荷泵电容的电压上有所差异。

变换器拓扑分析

如图19所示，为现有技术的拓扑图，与图19相对应的是如图1所示，为本发明提出的三绕组耦合电感ZVS/ZCS双管升压变换器。其中开关管S1、S2同步工作，电容C1，C2为箝位电容，用于吸收耦合电感漏感的能量以箝位开关管电压，C3为电荷泵电容，用以提升变换器的电压增益；N1、N2、N3为三个相互耦合的绕组。设L1、L2、L3的匝比为1:1:n；由于图1虚线框中的双管结构完全对称，为了简化分析过程，假设开关管S1、S2开关速度完全一致；箝位电容足够大，使得电容C1、C2两端电压为一个常数，双管结构中相互对应的器件工作状态完全相同。图20（a）至图20（n）所示为变换器主要工作波形，其中图20（a）是第一开关管和第二开关管的栅极驱动电压波形图，图20（b）是三绕组耦合电感的激磁电流i_m的波形图，图20（c）是等效电路等效漏感Lk的波形图，图20（d）是第一电感和第二电感的电流in1、in2的波形图，图20（e）是第一箝位电容电压VC1和第二箝位电容电压VC2的波形图，图20（f）是第一电荷泵电容电压VC3的波形图，图20(g)是第一开关管电流i_DS1和第二开关管电流i_DS2的波形图，图20(h)是第一开关管电压V_DS1和第二开关管电压V_DS2的波形图，图20(i)是第一箝位二极管电流i_D1和第二箝位二极管电流i_D2的波形图，图20(j)是第一箝位二极管电压V_D1和第二箝位管电压V_D2的波形图，图20(k)是第一电荷泵二极管电流i_D3的波形图，图20(l)是第一电荷泵二极管电压V_D3的波形图，图20(m)是二极管电流i_D4的波形图，图20(n)是二极管电压V_D4的波形图。图21（a）至图21（f）所示为相应的等效电路。其中图21（a）是模态1 [t0-t1]阶段的等效电路图，图21（b）是模态2 [t1-t2]阶段的等效电路图，图21（c）是模态3[t2-t3]阶段的等效电路图，图21（d）是模态4[t3-t4]阶段的等效电路图，图21（e）是模态5[t4-t5]阶段的等效电路图，图21（f）是模态6 [t5-t6]阶段的等效电路图。

1)模态1 [t0-t1]。在此阶段中，开关管S1、S2从截止转为导通，等效电路如图21(a)所示。开关管电压迅速下降至0，受到漏感Lk的影响，反射到N1、N2绕组的电流in1、in2近似是从0开始上升的，这有助于减小MOS管的开关损耗，二极管D1、D2、D3反偏截止，D4导通。漏感Lk被(Vi+VC2+VC3-Vo)以及折算到耦合电感N3绕组的输入电源电压nVi之差放电，直到漏感电流iLk下降至0。

2)模态2 [t1-t2]。此阶段开关管S1、S2仍然处于导通状态，等效电路如图21(b)所示。t1时刻，漏感电流iLk为0，二极管D4自然关断，很好的缓解了反向恢复问题。随后iLk继续减小，开始为负，D3转为导通状态，漏感Lk与箝位电容C1共同为电荷泵电容C3充电，反射到N1、N2绕组的电流in1、in2则线性上升，输出滤波电容Co为负载提供能量。

3)模态3 [t2-t3]。等效电路如图21(c)所示。t2时刻，开关管由导通转为关断状态，反射到N1、N2绕组的电流in1、in2快速给S1、S2的结电容充电，直到二极管D1、D2电压下降至0。

4)模态4 [t3-t4]。t3时刻，二极管D1、D2开始导通，等效电路如图21(d)所示。电流in1、in2分别通过D1、D2向箝位电容C1、C2充电。漏感Lk被(VC3-VC1)以及折算到耦合电感N3绕组的电压nVC1之和充电，直到漏感电流iLk上升至0，此阶段负载能量仍旧由输出滤波电容Co提供。

5)模态5 [t4-t5]。等效电路如图21(e)所示。t4时刻，漏感电流iLk上升至0，二极管D3自然关断，缓解了反向恢复问题。漏感电流iLk上升继续上升，开始为正。二极管D4开始导通，反射到N1、N2绕组的电流in1、in2仍然为正，继续向C1，C2充电，负载侧能量由输入电源Vi、电容C2、C3共同提供。

6)模态6 [t5-t6]。等效电路如图21(f)所示。t5时刻，N1、N2绕组电流in1、in2下降至0，二极管D1、D2均为自然关断，缓解了反向恢复问题。此阶段耦合电感的漏感将与开关管结电容产生谐振，但是由于箝位二极管D1、D2以及箝位电容C1、C2的存在，此谐振过程中MOS管的电压峰值会被箝位，因此并不增加MOS的电压应力。

基于以上电路的分析，本发明的技术效果进一步的说明如下：

1.高增益DC/DC变换器由于电压增益（Vo/Vi）大，因此输入电流大（Ii=Io*Vo/Vi）,传统基于Boost结构的高增益变换器（见有源箝位和无源箝位的说明的第一幅图），在开关管S开通时，输入电流均流入开关管，开关管的电流应力非常大，导通损耗大（P=Irms^2*Rds(on)）

2.传统高增益DC/DC变换器基于BOOST结构，开关管电压应力大，开关管的导通电阻Rds(on)与电压应力正相关。导通电阻非常大，联系说明1，开关管的导通损耗巨大。

3.虽然提出的双管结构，含有两个开关管，但是开关管的电流应力近似为原来的1/2，电压应力近似为原来的1/2，联系说明1,2,可近似认为双管结构两个开关管的导通损耗为原来基于Boost结构的1/4。高增益DC/DC变换器往往用在光伏发电场合，多增加的一个开关的成本相对于减小的开关损耗可以忽略。

4.提出的变换器可以实现所有二极管的零电流关断，这对于降低二极管的反向恢复损耗，减小EMI干扰是十分有帮助的。

5.提出的变换器中的双管结构，虽然较传统BOOST结构多了一个电感，但是大大降低了电感电流，双管结构中两个电感的总体积与传统BOOST结构的电感相比，体积大小是一样的。

由于实际器件（MOSFET，IGBT等）并不是理想的，在开关过程中存在开关损耗，无法实现高频化，提高开关频率，对减小变换器中电感，电容的取值，体积大小，是十分有帮助的。

所提出的有源箝位变换器，可以实现全部4个开关管的零电压开通，使得功率开关管的开关损耗近似为0，开关频率大大提高，整个变换器的体积可以减小，功率密度得以提升。

可见，本发明所述带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器具有较小的主功率开关管电压应力和较大的电压增益，同时二极管不存在反向恢复问题。

Claims

1.带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，其特征在于：包括直流电源、第一升压电路、第二升压电路、第一电荷泵升压单元、第一箝位回路、第二箝位回路、第一开关电路和负载；所述直流电源输出的电压分为两路输出，其中一路经第一升压电路初步升压后输入第一电荷泵升压单元，经第一电荷泵升压单元二次升压后经第一开关电路输入至负载的一端；另一路经第二升压电路初步升压后输入至负载另一端，在负载的两端还并联一输出滤波电容；所述第一升压电路包括第一电感和第一开关管，所述第二升压电路包括第二电感和第二开关管；所述第一箝位回路包括第一箝位电容和第一箝位二极管，所述第二箝位回路包括第二箝位电容和第二箝位二极管，第一电感的一端、第二开关管的漏极以及第一箝位电容的一端分别接至直流电压源正极，第二电感的一端、第一开关管的源极以及第二箝位电容的一端分别接至直流电压源负极，第一箝位电容的另一端与第一箝位二极管的阴极相连，第一电感的另一端、第一箝位二极管的阳极分别与第一开关管的漏极相连；第二箝位电容的另一端分别与第二箝位二极管的阳极和负载的另一端相连，第二电感的另一端和第二箝位二极管的阴极分别与第二开关管的源极相连。

2.根据权利要求1所述的带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，其特征在于：所述的第一电荷泵升压单元包括第三电感、第一电荷泵二极管和第一电荷泵电容，所述第一开关电路为二极管，其中，第一箝位电容的另一端接至第一电荷泵二极管的阳极，第一电荷泵二极管的阴极分别与二极管的阳极以及第一电荷泵电容的一端连接，二极管的阴极接至负载的一端，第一电荷泵电容的另一端与第三电感的一端相连，第三电感的另一端与输入侧直流源正极连接；所述第一电感、第二电感与第三电感构成耦合电感，其中第一电感与输入侧直流源正极相连的一端、第三电感与输入侧直流源正极相连的一端，以及第二电感与第二开关管的源极相连的一端为耦合电感的同名端。

3.根据权利要求1所述的带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，其特征在于：所述的第一电荷泵升压单元包括第三电感、第一电荷泵二极管和第一电荷泵电容，所述第一开关电路为二极管，其中，第一电荷泵二极管的阴极分别与二极管的阳极以及第一电荷泵电容的一端连接，二极管的阴极接至负载的一端，第一电荷泵电容的另一端与第三电感的一端相连，第三电感的另一端分别与第一箝位二极管的阴极、第一电荷泵二极管的阳极相连；所述第一电感、第二电感与第三电感构成耦合电感，其中第一电感与输入侧直流源正极相连的一端、第三电感与第一箝位二极管的阴极相连的一端，以及第二电感与第二开关管的源极相连的一端为耦合电感的同名端。

4.根据权利要求1或2所述的带有电荷泵的三绕组耦合电感双管升压变换器，其特征在于：第一、第二开关管为MOS管或者IGBT管。