CN105391659B - 解码卡片发送的高速类型a信号的电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路。它由一个下变频电路，一个低通滤波器，一个信号能量检测电路，一个最佳采样判决电路和一个主解码电路构成。下变频器把接收到的调制在副载波上的信号下变频到基带上，然后经过低通滤波器滤除高次谐波，得到基带信号，信号能量检测电路根据此基带信号的幅度得到接收信号有效标志。最佳采样判决电路在接收信号有效标志有效后，判决最佳采样起点位置，送给主解码电路。主解码电路以最佳采样起点位置为起点，按比特周期间隔采样基带信号，得到解码输出。本发明实现简单，实用性强，并且能有效改善接收机性能。

Description

解码卡片发送的高速类型A信号的电路

技术领域

本发明涉及数字通讯领域，特别是涉及一种解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路。

背景技术

ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号，在去掉13.56MHz的载波后，得到的是用非归零电平编码方式(NRZ-L)编码，并且经过847K Hz副载波以二进制相移键控调制方式(BPSK)调制后形成的波形。数据帧以帧头起始，帧头对应的波形是相位连续的32个副载波周期波形加上之后紧跟的1个比特周期的反相位副载波波形(参见图1)。帧头后面是数据波形，数据0对应的波形与帧头时的反相位副载波波形相同(参见图2)，数据1对应的波形就是数据0的波形取反(参见图3)。数据之后是帧尾，帧尾对应的是无副载波调制的波形(参见图4)。

上述4种波形的副载波波形都是矩形的，但实际发送与接收的电路中，所有器件都是带限的，所以矩形的波形就会变成类似于正弦波的波形(参见图5)。在0和1数据波形的交界处，会产生一个2倍副载波周期的波形(参见图6)。当然，由于帧尾波形中没有副载波信号，所以不存在波形变形。

由于无线收发***中普遍存在的180度相位模糊问题，低通滤波电路输出的基带信号存在基带信号高电平可能对应发送端的低电平，而基带信号低电平可能对应发送端的高电平的情况。也就是说发送同样的帧头波形，基带信号可以是图7的波形或者是图8的波形。在图7中，基带信号与发送数据是一致的。在图8中，基带信号与发送数据是相反的，比如发送的是0，对应的基带信号是高电平。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，能有效改善接收机性能，并且实现简单，实用性强。

为解决上述技术问题，本发明的解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其输入是以4倍副载波频率采样的副载波调制信号，其解码输出有4种取值，分别是0，1，帧头和帧尾标志；包括：

一下变频电路，将接收到的调制在副载波上的信号下变频到基带上；

一低通滤波器，与所述下变频电路相连接，用于滤除下变频电路输出信号中的高次谐波，得到基带信号；

一信号能量检测电路，与所述低通滤波器相连接，根据所述基带信号的幅度得到接收信号有效标志信号；

一最佳采样判决电路，与所述低通滤波器和信号能量检测电路相连接，在所述接收信号有效标志信号有效后，判决最佳采样起点位置，产生最佳采样起点位置信号；

一主解码电路，与所述低通滤波器、信号能量检测电路和最佳采样判决电路相连接，以所述最佳采样起点位置信号为起点，按比特周期间隔采样所述基带信号，得到解码输出。

本发明用最佳采样点采样的值来解码，能有效改善接收机性能；并且本发明中以4倍副载波频率为采样率采样接收信号，从而使得下变频器不需要用乘法，实现简单。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1～4是ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的帧头，数据0，数据1以及帧尾的波形示意图，其中T表示一个比特持续的时间。

图5是经过带限器件后，数据1波形的示意图，其中T表示一个比特持续的时间。

图6是连续数据1和数据0的波形示意图。

图7是发送数据与接收的基带信号一致的示意图。

图8是发送数据与接收的基带信号相反的示意图。

图9是所述解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路结构示意图。

具体实施方式

结合图9所示，所述解码ISO/IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，包括：一下变频电路，一低通滤波器，一信号能量检测电路，一最佳采样判决电路和一主解码电路。

所述下变频电路，它的输入是4倍副载波频率采样的副载波调制信号，输出是下变频信号；它包含一个副载波生成器和一个乘法逻辑电路；副载波生成器生成以4节拍为周期的信号，一个周期内的4个输出值可以取以下两组值：1，-1，-1，1或者1，0，-1，0的任一组。乘法逻辑电路把输入的副载波调制信号与副载波生成器的输出信号相乘，因为副载波生成器的输出的取值是0，1或者-1，所以这个乘法逻辑电路并不做乘法，而只是根据副载波生成器的输出把输入的副载波调制信号直接赋值为0(对应副载波生成器的输出为0)，保持不变(对应副载波生成器的输出为1)，或者取反(对应副载波生成器的输出为-1)。

由于输入信号为副载波调制信号，所以首先用下变频电路去掉副载波，为了去掉副载波，就需要本地产生一个与副载波同频的正弦或余弦波(由副载波生成器完成)，然后与输入信号相乘(由乘法逻辑电路完成)。根据奈奎斯特采样定律，一个周期内至少要有2个采样点，为了避免采样的2个点正好对应输入副载波波形中的幅度比较低的两个点(比如正弦波的0度和180度两个点)，同时兼顾实现的方便，就一个周期取4个点。这样本地的正弦或余弦波就可以取0,90度，180度，270度，或者45度，135度，225度，315度。不失一般性，以余弦波为例，忽略幅度的绝对值，对应的输出就是(1,0，-1,0)和(1，-1，-1,1)。实现的方便性体现在，一个周期采样4个点的话，这样与输入信号相乘就不需要真正做乘法了，只需要把输入的副载波调制信号直接赋值为0，保持不变，或者取反就可以了。

所述低通滤波器，它的输入是下变频电路输出的下变频信号，输出是基带信号；它的带宽与基带信号的编码速率一致。

下变频后的信号有高频分量，需要滤掉才能得到基带信号，这就由低通滤波电路完成。由于信号是非归零电平编码方式编码，所以其信号带宽与信号的编码速率相同，于是低通滤波电路的带宽也就与基带信号的编码速率相同。

所述信号能量检测电路，它的输入是低通滤波器的输出基带信号，它的输出有接收信号有效标志，信号平均能量值和解码取反标志信号；该检测电路计算TSUM时间内的基带信号的和(TSUM为不大于32个副载波周期的时间)，并且取和的绝对值，把该绝对值与第一阈值做比较，当比较结果显示计算的绝对值大于第一阈值时，则输出接收信号有效标志，该标志一直保持，直到接收结束。信号平均能量值是接收信号有效标志刚刚有效时刻附近的N个采样值的平均值的绝对值(N是大于0小于32个副载波周期时间内所含的采样点个数)。当所述N个采样值的平均值为负数时，解码取反标志信号则显示为有效；其中，第一阈值这样得到，计算TSUM时间内的预期需要接收的最小能量信号的和，并且取和的绝对值，该绝对值记为A；计算在TSUM时间内的噪声的和，并且取和的绝对值，该绝对值记为B，第一阈值取A与B的中间值。

由于低通滤波器的输出是过采样的(即一个信号比特周期内含多个采样点)，于是就需要判决哪个采样点最能代表这个周期内数据的值，这就由最佳采样判决电路完成。但是在判断最佳采样点之前，先要判断是否有信号存在，没有信号存在时，对噪声做最佳采样点判决显然是不能得到期望的结果的。判断信号是否存在就由信号能量检测电路完成。

信号能量检测电路对一段时间(对应TSUM)的基带信号求和，取绝对值，然后与第一阈值相比较，当大于第一阈值时，就出接收信号有效标志，表示收到信号了。由于开始接收时，对应的是如图7或图8的帧头波形，在帧头的前32个副载波周期内，信号要么都是正的(参见图7)，要么都是负的(参见图8)；而噪声因为是随机的，所以应该是正负都有的，于是在求和之后，噪声的运算结果的绝对值会远远小于信号的绝对值。第一阈值就是用于区分噪声与信号按上述计算得到的结果的，所以第一阈值一般就取预期需要接收的最小能量信号与噪声按上述运算所得到的绝对值的中间值。取绝对值的原因是因为180度相位模糊问题，存在图7和图8这两种情况。取一段时间是因为信号与噪声求和的时间越长，越容易区分，但这个时间必须小于32个副载波周期，因为之后的信号就不是都是正的或都是负的了。为了之后的最佳采样点判断中阈值的确定，信号能量检测电路还会输出一个信号平均能量值，表示本次接收时信号的每个采样点的幅度，原理上，它可以在帧头的前32个副载波周期内取任意时间段计算。由于接收信号有效标志有效时，表示接收到信号了，所以可以在此标志刚刚有效时刻附近，计算N个采样值的平均值的绝对值，同样，这要在32个副载波周期时间内完成，即N是大于0小于32个副载波周期时间内所含的采样点个数。因为之后的信号就不是都是正的或都是负的了。最后，为了之后的解码需要，必须给出取反标志信号，用于确定到底是低电平对应发送的0，还是高电平对应发送的0。参考图7和图8，如果是图7的情况，那么在32个副载波周期时间内，信号都是正值；如果是图8的情况，那么在32个副载波周期时间内，信号都是负值，于是可以根据这个时间段内上述N个采样值的平均值的符号位给出取反标志信号。

所述最佳采样判决电路，它的输入有低通滤波器输出的基带信号，能量检测电路输出的信号平均能量值；它的输出为最佳采样起点位置。该判决电路以信号编码速率的整数倍为采样频率采样基带信号，取间隔为1个信号编码周期的2个采样点做减法运算，并且取差值的绝对值，该绝对值与第二阈值相比较(第二阈值为所述信号平均能量值的A倍，A大于0，小于2)，当大于第二阈值后，再在之后的B时间段内(B大于0，小于1个比特周期)，找所述差值的绝对值的最大值，这个最大值所对应的点的位置就作为最佳采样起点位置并输出最佳采样起点位置信号。

在所述信号有效标志有效后，就可以做最佳采样点判决了，它是通过寻找如图7或图8中，帧头中含的1个比特周期的反相位波形的顶点来完成的。为了寻找这个顶点，以图7为例，可以看到在1个比特周期的反相位波形的前半段，按比特周期间隔取的2个点的差值的绝对值是不断增大的，而在1个比特周期的反相位波形的后半段，按比特周期间隔取的2个点的差值的绝对值是不断减小的，而在帧头中含的前面32个副载波周期时间内，这个差值的绝对值始终是接近于0。于是用这个差值的绝对值与第二阈值比较来判定是否进入到帧头中含的1个比特周期的反相位波形的时间段，由于在反相位波形的峰值时，这个差值的绝对值为2倍的信号平均能量值，所以第二阈值的取值范围是0到2倍的信号平均能量值之间。在进入帧头中含的1个比特周期的反相位波形的时间段之后，就可以在之后的B时间段内，找上述运算得到的差值绝对值的最大值了，这个最大值所对应的采样点就对应了1个比特周期的反相位波形的峰值，由于在进入1个比特周期的反相位波形后，到波形的峰值之间，一定小于1个比特周期，所以B就取大于0小于1个比特周期。这个最大值所对应的采样点的位置就作为最佳采样起点位置输出。

所述主解码电路，它的输入有最佳采样判决电路输出的最佳采样起点位置，低通滤波器输出的基带信号，信号能量检测电路输出的信号平均能量值，解码取反标志信号；它的输出为解码结果，可以为0，1，帧头或帧尾标志。该解码电路在最佳采样起点位置输出帧头标志，然后按比特周期间隔采样基带信号，并把采样值与第三阈值作比较(第三阈值根据信号能量检测电路输出的信号平均能量值计算，一般为信号平均能量值的一半)，当该采样值的绝对值小于第三阈值时，就输出帧尾标志；反之，当该采样值的绝对值大于第三阈值时，根据解码取反标志信号输出0或者1；具体逻辑如下，当采样值是正的，并且解码取反标志信号为无效时，输出1；当采样值是正的，并且解码取反标志信号为有效时，输出0；当采样值是负的，并且解码取反标志信号为无效时，输出0；当采样值是负的，并且解码取反标志信号为有效时，输出1。

主解码电路根据最佳采样起点位置为开始位置，以比特周期为间隔采样基带信号，输出解码结果。由于最佳采样起点位置时刻，对应的是帧头的结束，所以在此处输出帧头标志；在帧尾处，基带信号在0值附近，所以当基带采样值的绝对值小于第三阈值时，就输出帧尾标志。由于数据的幅度为信号平均能量值，所以第三阈值的取值范围为0到信号平均能量值，一般取中间值，即信号平均能量值的一半。当基带采样值的绝对值大于第三阈值时，就表明当前是在接收数据，于是就根据采样值的符号位与解码取反标志信号一起对数据进行解码。

本发明中以4倍副载波频率为采样率采样接收信号，从而使得下变频器不需要用乘法，体现了实现简单的特点。本发明3个阈值中，第二阈值，第三阈值的设置都与信号平均能量值相关联，从而使得在不同信号强度下，不需要重新设置；而第一阈值仅仅用于区分一段时间内信号与噪声的能量累积值的差别，由于这个差别很大，所以很方便设置，这些都体现了本发明实用性强的特点。本发明用最佳采样点采样的值来解码，能有效改善接收机性能，同时本发明给出了一种切实可行的判断最佳采样点的方法，也体现了实用性强的特点。

以上通过具体实施方式对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：它的输入是以4倍副载波频率采样的副载波调制信号，它的解码输出有4种取值，分别是0，1，帧头和帧尾标志；包括：

一下变频电路，将接收到的调制在副载波上的信号下变频到基带上；

一低通滤波器，与所述下变频电路相连接，用于滤除下变频电路输出信号中的高次谐波，得到基带信号；

一信号能量检测电路，与所述低通滤波器相连接，根据所述基带信号的幅度得到接收信号有效标志信号；

一最佳采样判决电路，与所述低通滤波器和信号能量检测电路相连接，在所述接收信号有效标志信号有效后，判决最佳采样起点位置，产生最佳采样起点位置信号；

一主解码电路，与所述低通滤波器、信号能量检测电路和最佳采样判决电路相连接，以所述最佳采样起点位置信号为起点，按比特周期间隔采样所述基带信号，得到解码输出。

2.如权利要求1所述的解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：所述下变频电路包含一个副载波生成器和一个乘法逻辑电路；副载波生成器生成以4节拍为周期的信号，一个周期内的4个输出值取以下两组值：1，-1，-1，1或者1，0，-1，0的任一组；乘法逻辑电路把输入的副载波调制信号与副载波生成器的输出信号相乘，即根据副载波生成器的输出把输入的副载波调制信号直接赋值为0，对应副载波生成器的输出为0，或者把输入的副载波调制信号保持不变，对应副载波生成器的输出为1，或者把输入的副载波调制信号取反，对应副载波生成器的输出为-1。

3.如权利要求1所述的解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：所述低通滤波器的带宽与基带信号的编码速率一致。

4.如权利要求1所述的解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：所述信号能量检测电路还输出信号平均能量值和解码取反标志信号；计算TSUM时间内的基带信号的和，并且取和的绝对值，把该绝对值与第一阈值做比较，当比较结果显示计算的绝对值大于第一阈值时，则输出接收信号有效标志，该标志一直保持，直到接收结束；信号平均能量值是接收信号有效标志刚刚有效时刻附近的N个采样值的平均值的绝对值；当所述N个采样值的平均值为负数时，解码取反标志则显示为有效；其中TSUM为小于等于32个副载波周期的时间；计算TSUM时间内的预期需要接收的最小能量信号的和，并且取和的绝对值，该绝对值记为A；计算在TSUM时间内的噪声的和，并且取和的绝对值，该绝对值记为B，第一阈值取A与B的中间值；N是大于0小于32个副载波周期时间内所含的采样点个数。

5.如权利要求1所述的解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：所述最佳采样判决电路以信号编码速率的整数倍为采样频率采样基带信号，取间隔为1个信号编码周期的2个采样点做减法运算，并且取差值的绝对值，该绝对值与第二阈值相比较，当大于第二阈值后，再在之后的B时间段内，找所述差值的绝对值的最大值，这个最大值所对应的点的位置就作为最佳采样起点位置并输出最佳采样起点位置信号；其中，第二阈值为所述信号平均能量值的A倍，A大于0，小于2；B大于0，小于1个比特周期。

6.如权利要求4所述的解码ISO IEC 14443协议中卡片发送的高速类型A信号的电路，其特征在于：所述主解码电路在最佳采样起点位置输出帧头标志，然后按比特周期间隔采样基带信号，并把采样值与第三阈值作比较，当该采样值的绝对值小于第三阈值时，就输出帧尾标志；反之，当该采样值的绝对值大于第三阈值时，根据解码取反标志信号输出0或者1；具体逻辑如下，当采样值是正的，并且解码取反标志信号为无效时，输出1；当采样值是正的，并且解码取反标志信号为有效时，输出0；当采样值是负的，并且解码取反标志信号为无效时，输出0；当采样值是负的，并且解码取反标志信号为有效时，输出1；其中第三阈值根据信号能量检测电路输出的信号平均能量值计算。