CN105322811A - 一种功率变换电路及逆变器 - Google Patents
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Abstract
一种功率变换电路及逆变器，能够实现自动均流。该电路包括变压器、两个第一开关管、四个第二开关管和电容，其中：两个第一开关管串联构成第一支路；四个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；两个第一开关管构成的第一支路和四个第二开关管构成的两个支路均并联于电容的两端；四个第二开关管构成的两个支路中，一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第一绕组的异名端，另一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第二绕组的同名端；变压器的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；变压器的第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同；第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种功率变换电路及逆变器。
背景技术
目前，交错并联式功率变换电路因具有在一定程度上提高***功率密度的优点而得到广泛应用。现有技术中的一种交错并联式功率变换电路如图1所示，具体包括两个电感L1和L2、两个二极管D1和D2、四个开关管S1～S4和电容C0，其中：
两个二极管D1和D2串联构成一个支路，四个开关管S1～S4中两个开关管S1和S2串联构成一个支路，另两个开关管S3和S4串联构成一个支路，该三个支路均并联于电容C0的两端；
两个开关管S1和S2的接线端连接一个电感L1的一端，另两个开关管S3和S4的接线端连接另一个电感L2的一端；电感L1的另一端和电感L2的另一端相连，相连后的连接端作为交流一个接线端；
两个二极管D1和D2的接线端作为交流另一个接线端。
图1所示的交错并联式功率变换电路，由于两个电感L1和L2很难做到参数完全相同，并且，由开关管构成的两个支路的开关管的驱动信号要交错一定的角度，因此在实际应用中，如果不进行均流控制，在动态情况下两个电感L1和L2上的电流很难保证均衡，即开关管构成的两个支路上的电流很难保证均衡，电路中会出现较大的环流，影响电路效率。
然而，现有技术中的均流控制方案，需要分别采样两个电感的电流进行控制，控制方案的复杂度较高。
发明内容
本发明实施例提供一种功率变换电路及逆变器，能够实现自动均流，控制方案较为简单。
本发明实施例提供了一种功率变换电路，包括具有第一绕组和第二绕组两个绕组的变压器、两个第一开关管、四个第二开关管和电容，其中：
两个第一开关管串联构成第一支路；
四个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管构成的第一支路和四个第二开关管构成的两个支路均并联于电容的两端；
四个第二开关管构成的两个支路中，一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第一绕组的异名端，另一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第二绕组的同名端；变压器的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；变压器的第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
本发明实施例还提供了一种功率变换电路，包括具有N个原边绕组和N个副边绕组的变压器、两个第一开关管、2N个第二开关管和电容，N为大于等于3的正整数，其中：
两个第一开关管串联构成第一支路；
2N个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管构成的第一支路和2N个第二开关管构成的N个支路均并联于电容的两端；
2N个第二开关管构成的N个支路中，每个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的一个原边绕组的异名端；变压器的N个原边绕组的同名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；
变压器的N个副边绕组首尾相连构成一个回路；变压器的原边绕组和副边绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
本发明实施例还提供了一种逆变器，包括上述任一功率变换电路。
本发明的有益效果包括：
本发明实施例提供的方案中，采用变压器的绕组替代现有交错并联式功率变换电路中的电感，利用变压器的特性保证绕组上电流的均衡，从而能够实现自动均流，抑制电路中的环流，提高功率变换电路的效率，控制方案的复杂度较低。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为现有技术中交错并联式功率变换电路的示意图；
图2为本发明实施例1提供的功率变换电路的示意图；
图3为本发明实施例1提供的功率变换电路的等效电路图；
图4为本发明实施例2提供的功率变换电路的示意图；
图5为本发明实施例3提供的功率变换电路的示意图；
图6(a)为本发明实施例4提供的功率变换电路的示意图之一；
图6(b)为本发明实施例4提供的功率变换电路的示意图之二；
图7为本发明实施例5提供的功率变换电路的示意图；
图8为本发明实施例6提供的功率变换电路的示意图；
图9为本发明实施例7提供的功率变换电路的示意图；
图10为本发明实施例8提供的功率变换电路的示意图；
图11为本发明实施例9提供的功率变换电路的示意图；
图12(a)为本发明实施例10提供的功率变换电路的示意图之一；
图12(b)为本发明实施例10提供的功率变换电路的示意图之二；
图13为本发明实施例11提供的功率变换电路的示意图；
图14为本发明实施例12提供的功率变换电路的示意图。
具体实施方式
为了给出复杂度较低的均流控制的实现方案，本发明实施例提供了一种功率变换电路及逆变器，结合说明书附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。并且在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例1：
本发明实施例1提供了一种的功率变换电路，如图2所示，包括具有第一绕组和第二绕组两个绕组的变压器T、两个第一开关管S11和S12、四个第二开关管S21～S24和电容C0，其中：
两个第一开关管S11和S12串联构成第一支路；
四个第二开关管S21～S24中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管S11和S12构成的第一支路和四个第二开关管S21～S24构成的两个支路均并联于电容C0的两端；
四个第二开关管S21～S24构成的两个支路中，一个支路中两个第二开关管S21和S22的接线端连接变压器T的第一绕组的异名端，另一个支路中两个第二开关管S23和S24的接线端连接变压器T的第二绕组的同名端；变压器T的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；变压器T的第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管S11和S12的接线端作为交流第二接线端。
即本发明实施例1提供的功率变换电路采用的变压器T为一个具有一个原边绕组和一个副边绕组的变压器。其中，第一绕组可以为原边绕组，第二绕组为副边绕组；也可以第一绕组为副边绕组，第二绕组为原边绕组。
在本发明实施例提供的功率变换电路中，第一开关管具体可以为低频开关管，第二开关管具体可以为高频开关管。
进一步的，两个第一开关管S11和S12具体可以为二极管、晶闸管、MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor,金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor，绝缘栅型双极晶体管)、JFET(JunctionFieldEffectTransistor，结型场效应晶体管)等电力电子开关器件，但不局限于上述器件。
四个第二开关管S21～S24具体可以为MOSFET、IGBT、JFET等电力电子开关器件，但不局限于上述器件。
具体实施时，可选用具有快恢复特性的开关器件，如碳化硅MOSFET、氮化镓MOSFET等，可以达到更好的开关特性。
为了进一步说明本发明实施例1提供的功率变换电路，下面对其工作原理进行阐述。
在本发明上述实施例1中，变压器的原边绕组和副边绕组不完全耦合，变压器的原边绕组和副边绕组的耦合系数需要根据对输入电流纹波大小的要求来进行设计。图2所示的功率变换电路的等效电路如图3所示，L'为变压器T的漏感形成的等效输入电感，T'为理想变压器。
在功率变换电路工作时，向四个第二开关管S21～S24的控制端输入PWM波电压作为驱动信号，其中，第二开关管S21和S22的驱动信号互补，第二开关管S23和S24的驱动信号互补，第二开关管S21和S23的驱动信号交错预设角度，第二开关管S22和S24的驱动信号交错预设角度，该预设角度大于0°小于360°，可以为0°到360°之间的任意角度。较佳的，该预设角度为180°，可以最大程度上抵消偶次谐波。
在交流输入电源的正半周，第一开关管S12一直导通，第一开关管S11一直关断，此时，根据四个第二开关管S21～S24的开关状态，本发明实施例1提供的功率变换电路具体可以有如下四种工作状态：
当第二开关管S21和S24导通时，交流输入电源通过变压器T的第一绕组、第二开关管S21、电容C0、第一开关管S12构成回路，电容C0充电；同时，交流输入电源通过变压器T的第二绕组、第二开关管S24和第一开关管S12构成回路；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为其中，VC0为电容C0的电压；
当第二开关管S22和S23导通时，交流输入电源通过变压器T的第一绕组、第二开关管S22、第一开关管S12构成回路；同时，交流输入电源通过变压器T的第二绕组、第二开关管S23、电容C0、第一开关管S12构成回路，电容C0充电；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为
当第二开关管S21和S23导通时，交流输入电源通过变压器T的第一绕组、第二开关管S21、电容C0、第一开关管S12构成回路，电容C0充电；同时，交流输入电源通过变压器T的第二绕组、第二开关管S23、电容C0、第一开关管S12构成回路，电容C0充电；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为VC0；
当第二开关管S22和S24导通时，交流输入电源通过变压器T的第一绕组、第二开关管S22、第一开关管S12构成回路；同时，交流输入电源通过变压器T的第二绕组、第二开关管S24和第一开关管S12构成回路；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为0。
在交流输入电源的负半周，第一开关管S11一直导通，第一开关管S12一直关断，此时，根据四个第二开关管S21～S24的开关状态，本发明实施例1提供的功率变换电路具体可以有如下四种工作状态：
当第二开关管S21和S24导通时，交流输入电源通过第一开关管S11、第二开关管S21、变压器T的第一绕组构成回路；同时，交流输入电源通过第一开关管S11、电容C0、第二开关管S24、变压器T的第二绕组构成回路，电容C0充电；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为
当第二开关管S22和S23导通时，交流输入电源通过第一开关管S11、电容C0、第二开关管S22、变压器T的第一绕组构成回路，电容C0充电；同时，交流输入电源通过第一开关管S11、第二开关管S23、变压器T的第二绕组构成回路；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为
当第二开关管S21和S23导通时，交流输入电源通过第一开关管S11、第二开关管S21、变压器T的第一绕组构成回路；同时，交流输入电源通过第一开关管S11、第二开关管S23、变压器T的第二绕组构成回路；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为VC0；
当第二开关管S22和S24导通时，交流输入电源通过第一开关管S11、电容C0、第二开关管S22、变压器T的第一绕组构成回路，电容C0充电；同时，交流输入电源通过第一开关管S11、电容C0、第二开关管S24、变压器T的第二绕组构成回路，电容C0充电；此时，电路中变压器T的两个绕组间的接线端处电压为0。
可见，变压器T的两个绕组间的接线端处电压状态有三种，故本发明实施例1提供的功率变换电路为一种三态功率变换电路，利用变压器的特性能够保证两个绕组上电流的均衡，即能够保证第二开关管构成的两个支路上电流的均衡，从而能够抑制电路中的环流，提高功率变换电路的效率。并且，相比于现有技术，能够减少电流采样电路的数量，降低电路成本，控制方案的复杂度较低，易于实现。
实施例2：
本发明实施例2提供的功率变换电路如图4所示，包括电感L、具有第一绕组和第二绕组两个绕组的变压器T、两个第一开关管S11和S12、四个第二开关管S21～S24和电容C0。
相比于上述实施例1，本发明实施例2提供的功率变换电路增加了一个电感L，变压器T的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连后的接线端连接电感L的一端，电感L的另一端作为交流第一接线端。
在本发明实施例2中，在图2所示的功率变换电路上直接增加了一个电感L，则可以将变压器T按照理想变压器进行分析设计，使变压器的设计变得容易，变压器的耦合系数高，漏磁减少，有利于电磁兼容设计。
较佳的，在本发明实施例1或实施例2提供的功率变换电路基础上，还可以增加两个电容，该两个电容分别并联于第一支路中两个第一开关管的两端。通过增加的两个电容，能够对第一开关管起到保护作用。
下面以本发明实施例1提供的功率变换电路增加两个电容进行举例说明。
实施例3：
本发明实施例3提供的功率变换电路，如图5所示，相比于上述实施例1，本发明实施例3提供的功率变换电路增加了两个电容C1和C2，分别并联于第一支路中两个第一开关管S11和S12的两端。
通过增加的电容能够吸收交流输入电源在正负半周换向时产生的电压尖峰，改善输入EMI特性。
在本发明的其他实施例中，也可以仅增加一个电容，并联于第一支路中任意一个第一开关管S11或S12的两端。
较佳的，在本发明实施例1-实施例3任一提供的功率变换电路基础上，还可以增加两个二极管，该两个二极管串联构成第二支路，第二支路并联于电容的两端；电路中作为交流第一接线端的接线端和第二支路中两个二极管的接线端相连。通过增加的两个二极管，能够构成防雷击及浪涌通路。
下面以本发明实施例1增加两个二极管进行举例说明。
实施例4：
本发明实施例4提供的功率变换电路，如图6(a)所示，相比于上述实施例1，本发明实施例4提供的功率变换电路增加了两个二极管D3和D4。
当功率变换电路正常工作在交流输入电源的正半周时，两个二极管D3和D4截止；当存在雷击或浪涌电流时，第一开关管S13导通，二极管D3、电容C0、第一开关管S12构成了防雷击及浪涌通路；当功率变换电路正常工作在交流输入电源的负半周时，两个二极管D3和D4截止；当存在雷击或浪涌电流时，二极管D4导通，第一开关管S11、电容C0、二极管D4构成了防雷击及浪涌通路。
可见，通过增加的两个二极管D3和D4，能够避免第二开关管受到雷击或浪涌电流的冲击，保护第二开关管不被损坏。
实际实施时，当第一开关管具体为二极管时，第一支路中两个第一开关管S11和S12和第二支路中两个二极管D3和D4可以为一个集成式整流桥中的四个二极管，能够提高电路的功率密度，降低电路成本。
或者，如图6(b)所示，第一支路可以采用一个整流桥Thy1代替，第二支路可以采用另一个整流桥Thy2代替。当然，也可以第一支路、第二支路中的一个支路采用整流桥代替。
实施例5：
本发明实施例5提供的功率变换电路，如图7所示，相比于上述实施例1，本发明实施例5提供的功率变换电路既增加了电感L、又增加了两个电容C1和C2和两个二极管D3和D4。
因此，本发明实施例5提供的功率变换电路不但能够实现自动均流，抑制电路中环流的产生，并且还能够保护电路中的第一开关管和第二开关管，电路的可靠性较高。
较佳的，在本发明实施例1-实施例5任一提供的功率变换电路基础上，还可以增加输入滤波器，以满足行业标准中对谐波的要求。
实施例6：
本发明实施例6提供的功率变换电路，如图8所示，相比于上述实施例5，本发明实施例6提供的功率变换电路增加了输入滤波器，因此，相比于上述实施例5，本发明实施例6提供的功率变换电路能够抑制输入谐波。
具体的，该输入滤波器可以为EMI(ElectromagneticInterference，电磁干扰)滤波器。
在本发明上述实施例1-实施例6中，均是采用具有一个原边绕组和一个副边绕组的变压器实现三态功率变换电路。上述具有一个原边绕组和一个副边绕组的变压器也可以采用具有两个电感的耦合电感器替代。
本发明实施例还提供了一种功率变换电路，包括具有N个原边绕组和N个副边绕组的变压器、两个第一开关管、2N个第二开关管和电容，N为大于等于3的正整数，其中：
两个第一开关管串联构成第一支路；
2N个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管构成的第一支路和2N个第二开关管构成的N个支路均并联于电容的两端；
2N个第二开关管构成的N个支路中，每个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的一个原边绕组的异名端；变压器的N个原边绕组的同名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；
变压器的N个副边绕组首尾相连构成一个回路；变压器的原边绕组和副边绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
采用该功率变换电路，能够实现N+1态功率变换电路。
其中，第一开关管具体可以为低频开关管，第二开关管具体可以为高频开关管。
进一步的，两个第一开关管S11和S12具体可以为二极管、晶闸管、MOSFET或IGBT、JFET等电力电子开关器件，但不局限于上述器件。
2N个第二开关管具体可以为MOSFET、IGBT、JFET等电力电子开关器件，但不局限于上述器件。
具体实施时，可选用具有快恢复特性的开关器件，如碳化硅MOSFET、氮化镓MOSFET等，可以达到更好的开关特性。
较佳的，该功率变换电路还可以包括电感，变压器的N个原边绕组的同名端相连后的接线端连接电感的一端，电感的另一端作为交流第一接线端。
较佳的，该功率变换电路还可以包括一个电容，该电容并联于第一支路中任意一个第一开关管的两端；或者包括两个电容，该两个电容分别并联于第一支路中两个第一开关管的两端，能够吸收交流输入电源在正负半周换向时产生的电压尖峰，对第一支路中的两个第一开关管起到保护作用。
较佳的，该功率变换电路还可以包括两个二极管，该两个二极管串联构成第二支路，第二支路并联于电容的两端；电路中作为交流第一接线端的接线端和第二支路中两个二极管的接线端相连，能够提供防雷击及浪涌通路，对第二开关管起到保护作用。
进一步的，当第一开关管具体为二极管时，第一支路中两个第一开关管和第二支路中两个二极管可以为一个集成式整流桥中的四个二极管，能够提高电路功率密度，降低电路成本。或者，第一支路可以采用一个整流桥代替，第二支路可以采用另一个整流桥代替。当然，也可以第一支路、第二支路中的一个支路采用整流桥代替。
较佳的，该功率变换电路还可以包括输入滤波器，以满足行业标准中对谐波的要求。具体的，该输入滤波器可以为EMI滤波器。
需要说明的是，上述较佳方案可以在功率变换电路中进行任意组合。
在该功率变换电路工作时，向2N个第二开关管的控制端输入PWM波电压作为驱动信号，其中，同支路上两个第二开关管的驱动信号互补，不同支路上的相同位置的第二开关管的驱动信号依次交错预设角度，该预设角度大于0°小于360°，可以为0°到360°之间的任意角度。较佳的，该预设角度为可以最大程度上抵消三次谐波及倍频次谐波。
与上述实施例1-实施例6提供功率变换电路能够实现自动均流的原理相同，该功率变换电路也是利用变压器的特性来保证N个原边绕组上电流的均衡，从而达到抑制电路中的环流的目的。上述具有N个原边绕组和N个副边绕组的变压器也可以采用具有N个电感的耦合电感替代。
下面结合附图，以采用具有三个原边绕组和三个副边绕组的变压器的功率变换电路为例进行说明。
实施例7：
本发明实施例7提供的功率变换电路如图9所示，包括具有三个原边绕组和三个副边绕组的变压器T、两个第一开关管S11和S12、六个第二开关管S21～S26和电容C0，其中：
两个第一开关管S11和S12串联构成第一支路；
六个第二开关管S21～S26中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管S11和S12构成的第一支路和六个第二开关管S21～S26构成的三个支路均并联于电容C0的两端；
六个第二开关管S21～S26构成的三个支路中，每个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器T的一个原边绕组的异名端；变压器T的三个原边绕组的同名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；
变压器T的三个副边绕组首尾相连构成一个回路；变压器T的原边绕组和副边绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管S11和S12的接线端作为交流第二接线端。
在功率变换电路工作时，向六个第二开关管S21～S26的控制端输入PWM波电压作为驱动信号，其中，第二开关管S21和S22的驱动信号互补，第二开关管S23和S24的驱动信号互补，第二开关管S25和S26的驱动信号互补，第二开关管S21和S23的驱动信号交错预设角度，第二开关管S23和S25的驱动信号交错预设角度，第二开关管S22和S24的驱动信号交错预设角度，第二开关管S24和S26的驱动信号交错预设角度，较佳的，该预设角度为120°。
根据六个第二开关管S21～S26的开关状态，本发明实施例7提供的功率变换电路变压器的三个原边绕组的同名端间的接线端处电压具体可以有四种电压，即本发明实施例7提供的功率变换电路为一种四态功率变换电路，其具体工作原理在此不再详述。
实施例8：
本发明实施例8提供的功率变换电路如图10所示，相比于上述实施例7，本发明实施例8提供的功率变换电路增加了一个电感L，变压器T的三个原边绕组的同名端相连后的接线端连接电感L的一端，电感L的另一端作为交流第一接线端。
本发明实施例8提供的功率变换电路，通过增加电感L，使变压器的设计变得容易，有利于电磁兼容设计。
在本发明实施例7或实施例8提供的功率变换电路基础上，还可以增加两个电容、两个第一开关管和输入滤波器中的至少一组器件。
实施例9：
本发明实施例9提供的功率变换电路如图11所示，相比于上述实施例8，本发明实施例9提供的功率变换电路增加了两个电容C1和C2，分别并联于第一支路中两个第一开关管S11和S12的两端。
因此，本发明实施例9提供的四态功率变换电路相比于上述实施例8提供的四态功率变换电路，不但能够实现自动均流，抑制电路中环流的产生，还能够吸收交流输入电源在正负半周换向时产生的电压尖峰，对第一开关管S11和S12起到保护作用。
在本发明的其他实施例中，也可以仅增加一个电容，并联于第一支路中任意一个第一开关管S11或S12的两端。
实施例10：
本发明实施例10提供的功率变换电路如图12(a)所示，相比于上述实施例8，本发明实施例10提供的功率变换电路增加两个二极管D3和D4。
因此，本发明实施例10提供的四态功率变换电路相比于上述实施例8提供的四态功率变换电路，能够避免第二开关管受到雷击或浪涌电流的冲击，保护第二开关管不被损坏。
当第一开关管具体为二极管时，第一支路可以采用一个整流桥Thy1代替，第二支路可以采用另一个整流桥Thy2代替，如图12(b)所示。当然，也可以第一支路、第二支路中的一个支路采用整流桥代替。
实施例11：
本发明实施例11提供的功率变换电路如图13所示，相比于上述实施例8，本发明实施例11提供的功率变换电路既增加了两个电容C1和C2，又增加了两个第一开关管S13和S14。
因此，本发明实施例11提供的四态功率变换电路对电路中的第一开关管和第二开关管均能够进行保护，电路的可靠性较高。
实施例12：
本发明实施例12提供的功率变换电路如图14所示，相比于上述实施例11提供的功率变换电路，本发明实施例12提供的功率变换电路增加了输入滤波器。
因此，本发明实施例12提供的四态功率变换电路能够抑制输入谐波。
在本发明上述实施例7-实施例12中，均是采用具有三个原边绕组和三个副边绕组的变压器实现四态功率变换电路。上述具有三个原边绕组和三个副边绕组的变压器也可以采用具有三个电感的耦合电感器替代。
实施例13：
本发明实施例还提供一种通信电源，包括上述任一功率变换电路。
实施例14：
本发明实施例还提供一种逆变器，包括上述任一功率变换电路。
综上所述，采用本发明实施例提供的方案，能够抑制功率变换电路中的环流，提高电路效率，降低电路成本。并且，方案简单，易于实现。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (15)
1.一种功率变换电路，其特征在于，包括具有第一绕组和第二绕组两个绕组的变压器、两个第一开关管、四个第二开关管和电容，其中：
两个第一开关管串联构成第一支路；
四个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管构成的第一支路和四个第二开关管构成的两个支路均并联于电容的两端；
四个第二开关管构成的两个支路中，一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第一绕组的异名端，另一个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的第二绕组的同名端；变压器的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；变压器的第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，第一开关管具体为二极管、晶闸管、MOSFET或IGBT。
3.如权利要求1或2所述的电路，其特征在于，还包括电感，变压器的第一绕组的同名端和第二绕组的异名端相连后的接线端连接电感的一端，电感的另一端作为交流第一接线端。
4.如权利要求1或2所述的电路，其特征在于，还包括一个电容，该电容并联于第一支路中任意一个第一开关管的两端；或者
还包括两个电容，该两个电容分别并联于第一支路中两个第一开关管的两端。
5.如权利要求1或2所述的电路，其特征在于，还包括两个二极管，该两个二极管串联构成第二支路，第二支路并联于电容的两端；
电路中作为交流第一接线端的接线端和第二支路中两个二极管的接线端相连。
6.如权利要求5所述的电路，其特征在于，当第一开关管具体为二极管时，第一支路中两个第一开关管和第二支路中两个二极管为一个集成式整流桥中的四个二极管。
7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，第一开关管具体为低频开关管，第二开关管具体为高频开关管。
8.一种功率变换电路，其特征在于，包括具有N个原边绕组和N个副边绕组的变压器、两个第一开关管、2N个第二开关管和电容，N为大于等于3的正整数，其中：
两个第一开关管串联构成第一支路；
2N个第二开关管中每两个第二开关管串联构成一个支路；
两个第一开关管构成的第一支路和2N个第二开关管构成的N个支路均并联于电容的两端；
2N个第二开关管构成的N个支路中，每个支路中两个第二开关管的接线端连接变压器的一个原边绕组的异名端；变压器的N个原边绕组的同名端相连，相连后的接线端作为交流第一接线端；
变压器的N个副边绕组首尾相连构成一个回路；变压器的原边绕组和副边绕组的线圈匝数相同；
第一支路中两个第一开关管的接线端作为交流第二接线端。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，第一开关管具体为二极管、晶闸管、MOSFET或IGBT。
10.如权利要求8或9所述的电路，其特征在于，还包括电感，变压器的N个原边绕组的同名端相连后的接线端连接电感的一端，电感的另一端作为交流第一接线端。
11.如权利要求8或9所述的电路，其特征在于，还包括一个电容，该电容并联于第一支路中任意一个第一开关管的两端；或者
还包括两个电容，该两个电容分别并联于第一支路中两个第一开关管的两端。
12.如权利要求8或9所述的电路，其特征在于，还包括两个二极管，该两个二极管串联构成第二支路，第二支路并联于电容的两端；
电路中作为交流第一接线端的接线端和第二支路中两个二极管的接线端相连。
13.如权利要求12所述的电路，其特征在于，当第一开关管具体为二极管时，第一支路中两个第一开关管和第二支路中两个二极管为一个集成式整流桥中的四个二极管。
14.如权利要求8所述的电路，其特征在于，第一开关管具体为低频开关管，第二开关管具体为高频开关管。
15.一种逆变器，其特征在于，包括如权利要求1-14任一所述的功率变换电路。
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