CN105305483B - 外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力***中的新能源发电并网技术领域，特别涉及到一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，包括以下步骤：首先根据逆变器开关规律，分析得出外部扰动信号进入逆变器的动态通道及其转换规律；对信号通道进行分类，针对每一类，进一步分析信号经过逆变器后的后续通道；根据以上信号通道分析结果，通过归纳和等值，求得逆变器并网类电源的外部测量阻抗特性；在外部测量阻抗特性基础上，进行动态时变阻抗向恒态阻抗的转化。本发明不受发电源类型的限制，只需满足经逆变器并网，不受运行条件和不同控制策略的局限，只需满足电压源型PWM逆变器，具有原理上的普适性，能适用于复杂的多机集群，精度高。

Description

外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法

技术领域

本发明属于电力***中的新能源发电并网技术领域，特别涉及到一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法。

背景技术

分布式新能源电源入网给电力***控制和保护带来新的问题，除带来传统的潮流分布、稳定性、调峰调频等方面问题外，孤岛也成为分布式新能源发电***的一大重要问题孤岛是分布式发电***的一大重要问题。所谓孤岛现象，是指包含负荷和电源的部分电网，从主网脱离后继续孤立运行的状态。孤岛分为计划性孤岛和非计划性孤岛，非计划性孤岛发生时，由于***供电状态未知，将造成以下不利影响：危及电网线路维护人员和用户的生命安全；干扰电网的正常合闸；不能控制孤岛中的电压和频率，从而损坏配电设备和用户设备。所以分布式并网发电***必须具备孤岛检测能力。

目前经逆变器入网分布式电源孤岛检测的主要研究方向是主动式检测方法，减小或消除检测盲区。目前，主动式孤岛检测研究多为针对单台逆变器的检测算法。

传统基于单机逆变器发生扰动的主动式方法，只需关心逆变器出口以外的原件(电网、负荷等)对扰动信号的响应特性，而回避了对逆变器本身在扰动信号下的响应特性，具体到测量阻抗法这类主动式方法中，响应特性体现为逆变器在外部扰动信号下的测量阻抗外特性模型。但在有本机以外扰动源(如多机扰动源或本文提出的外部集中扰动源)情况下，逆变器类电源的测量阻抗外特性问题已不可回避。目前方法中通常假设分布式电源为同步机，外部扰动下***等值阻抗很容易获得。但是考虑实际运行中大多分布式电源以逆变器并网,这种等值方法存在理论上的缺陷，难以满足实际应用要求。因此，研究外部扰动下逆变器并网类电源的测量阻抗特性成为多机场景孤岛检测的必要环节。

发明内容

鉴于此，本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗特性的研究方法，基于逆变器并网类电源及其内部电力电子器件的控制原理，以及参数特点，进行通道分析及归类和电路等值，需要在***公共耦合点处注入高频或含高频成分的外部扰动信号，并由此进行分析该类电源测量阻抗外特性的问题。

为了解决上述不足，本发明采取的技术方案为如下。

一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1、根据逆变器开关规律进行通道分析，由不同相的电压和电流及其相对关系，能完全确定相关相的电流通过器件的组合，分析得出外部扰动信号进入逆变器的动态通道及其转换规律；

步骤2、对信号通道进行分类：经开关元件直接短路的通道和经开关元件进入直流部分的通道；对经开关元件直接短路的通道，信号到达深度直接判定为仅到达逆变器，与逆变器以后的Boost电路、整流器和同步发电机或光伏电流源等部分无关；对经开关元件进入直流部分的通道，Boost电路中IGBT控制导通时，Boost中二极管呈反向截止状态，此时信号经直流电容流出，不再进入Boost电路；进一步分析信号经过逆变器后的后续通道；

步骤3、根据信号通道分析结果，通过归纳和等值，求得逆变器并网类电源的外部测量阻抗特性；

步骤4、在外部测量阻抗特性基础上，进行动态时变阻抗向恒态阻抗的转化。

所述阻抗模型优化方法鉴于孤岛和正常运行时均有三相结构对称性，A、B相间电气量和参数已足够反映其整体阻抗特性，采取外部扰动信号注入于***公共耦合点方式。

所述阻抗模型优化方法的基础为：

(1)与原***电流相比，外部注入信号小，按照叠加原理叠加在原***大电流之上，不影响原电流的正负和原有通断控制规律；

(2)所关心频段范围内，电力电子器件视为理想器件，即通态视为短路，断态视为开路。

所述步骤1中，通道分析原理和方法为：

步骤101、基于同一相上下桥臂的互补导通控制原理和直流电容的电位钳制作用，得某桥臂中的IGBT的通断控制完全对应于其所在的该桥臂整体的电流通断，即：IGBT控制导通时，则该桥臂必有电流通过，但通过器件不定；IGBT控制关断时，则该桥臂也必无电流通过，其IGBT和续流二极管都是断态。从而由该相PWM电压控制确定该相中桥臂整体的电流通断；

步骤102、在步骤101基础上，基于桥臂中二极管的续流作用，由某相瞬时电流方向，进一步确定该桥臂中的具体电流通过器件为IGBT还是续流二极管。

步骤103、基于步骤101、步骤102的单相分析方法，由不同相的电压和电流及其相对关系，能完全确定相关相的电流通过器件的组合，从而得到扰动信号的通道路径及其变换规律。

所述步骤2中，信号经过逆变器后的后续通道的分析方法如下：

Boost电路中IGBT控制关断时，二极管呈导通状态，流过大的直流充电电流。扰动信号电流叠加在直流大电流之上，将通过二极管、经Boost电路到达整流器。再根据整流器中上下桥臂互补导电控制和三相瞬时电压相互的电位钳制作用，扰动信号电流将叠加在大的整流电流上，经上面三个整流桥臂中正在导通的一个和下面三个中正在导通的一个，能从整流器到达同步发电机中与这两个导通桥臂对应的两相。

所述步骤3中，求得逆变器并网类电源的外部测量阻抗特性的方法为：

以步骤1、步骤2中通道分析及归类为基础，基于三相对称性和理想开关器件原则，并利用电路中续流电感L值和稳压电容C值将使在一定频率ω下感抗XL＝ωLdc远大于容抗XC＝1/ωCdc的特征，进行支路等值处理，Cdc为直流稳压电容，Ldc为Boost中续流电感，等值后得到以XC＝1/ωCdc和0两种阻抗状态快速交替变化的阻抗特性，其对外测量阻抗特性实质上呈现的为逆变器部分的阻抗特性。

所述步骤4中，采用高频扰动信号成分，使高频下容抗XC趋同于0阻抗状态，从而将动态时变阻抗特性，转换为简单且实用的恒态阻抗特性。

有益效果

(1)不受发电源类型的限制，只需满足经逆变器并网，因此光伏、永磁直驱风机等电源均适用；

(2)不受运行条件和不同控制策略的局限，只需满足电压源型PWM逆变器即能适用，具有原理上的普适性，适用于复杂的多机集群；

(3)本发明方法建立的逆变器并网类电源测量阻抗外特性模型，实用性强，精度高。

附图说明

图1为逆变器并网类电源所在***场景示意图。

图2为永磁直驱风机(PMSG风机)经逆变器并网模型图。

图3为根据本发明具体实施方式逆变器输出A、B相电流和相间电压波形图。

图4a～图4d为根据本发明具体实施方式外部扰动信号进入逆变器内的信号通道分析图。

图5、图6为根据本发明具体实施方式代表经开关元件直接短路的通道类型、经开关元件流经直流部分的通道类型二大类信号通道的典型示例通道图。

图7为根据本发明具体实施方式Boost电路中IGBT关断时的信号通道等值阻抗图。

图8为根据本发明具体实施方式外部扰动下PMSG(或并网逆变器)时变等值测量阻抗特性图。

图9为本发明的外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作详细说明。图9为本发明的外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法的流程图。

以GE的典型PMSG风机并网***为示例，结合附图来对本发明所提出的外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗特性方法做详细使用说明。在示例中使用如图1所示的新能源并网***模型作为逆变器并网类电源所在的***场景。

图1中，外部扰动信号从***PCC处A、B相间注入，A相注入B相流回。经各支路分流，扰动信号到达各台并网PMSG风机出口处，并经Choke电路到达逆变器出口处。

图2为GE典型PMSG风机经逆变器并网的模型示意图。图中，永磁直驱同步机出口电压先经不可控整流，通过Boost直流升压电路形成较高电压的直流电压源，再经过三相可控桥式PWM逆变器变换为三相交流接入电网。

图2中uAB为逆变器出口处(尚未经过Choke部分)A、B相间电压，iA、iB为出口A、B相电流，以出逆变器方向为正方向。iInj为PCC处注入扰动信号分流后到达风机出口的扰动信号电流，其方向为从A相进逆变器从B相出，如图中箭头所示。鉴于孤岛与正常运行时三相对称，这里仅取A、B相间分析。

根据电压源型逆变器所采用的调制法PWM电压控制规律，逆变器输出电压uAB为与正弦调制波形等效的三电平PWM波，输出电流iA、iB基本为正弦波(含一定量谐波的缘故)，相位差120°，如图3所示。

就其中的某一相而言，A相的相电压PWM波形对应于A相IGBT全控开关器件的通断控制，而iA决定了A相中二极管的续流导通，故而，由逆变器电压和电流的规律分析出逆变器内各桥臂和元件的通断规律，进而分析出外部注入信号进入逆变器内的通道。具体分析如下：根据电容C上直流电压Ud的电位钳制作用和同一相上下桥臂互补导电控制原则，得出，A相中某IGBT全控器件的开关控制完全对应了其所在桥臂的通断，从而A相PWM电压波(uA)能完全对应A相中桥臂的通断，uA为正时，桥臂1通；uA为负时，桥臂4通。在此基础上，再根据A相电流与续流二极管通断关系，分析得出逆变器A相中元件(V1、VD1、V4、VD4)的通断规律，A相电流为正时从V1或VD4通，A相电流为负时从V4或VD1通。

根据上面的分析，由uAB(即uA-uB)和iA，iB的组合关系，推出A、B相所有桥臂和元件的导通组合规律：uAB的高电平+Ud对应桥臂1、6的导通，此时V1和V6都是控制导通状态，再利用iA和iB的方向组合，确定此时该桥臂中实际通路是相应的IGBT还是二极管；uAB的低电平-Ud对应桥臂3、4的导通，零电平0对应桥臂1、3或桥臂4、6的导通，具体分析与高电平+Ud时同理。电平状态的切换频率等于逆变器开关频率。

根据以上原理，得整个逆变器内所有桥臂和元件的通断组合规律及其时序转换。最终得到扰动信号进入逆变器共有16种信号通道(一周波内未必全部出现，取决于iA、iB和uAB的相对相位关系)。按照iA、iB一个周期内的正负组合关系，将其分为四种情况：iA正iB负，iA正iB正，iA负iB正，iA负iB负，每种情况下包含四种通道。此处仅取第一种情况下即iA正iB负时的4种通道，如图4a，其余12种参见图4b、图4c、图4d。

图4a中涵盖了四种典型的扰动信号通道(图4b-图4d为同理)，如图中虚线路径所示，扰动信号流向均为从A相进B相出。扰动信号电流叠加在原***大电流之上，其流向与***电流一致或相反，不影响***电流通道和方向。

就外部阻抗特性而言，进一步归结为两类通道，即经开关元件直接短路的通道和经开关元件进入直流部分的通道。取16种通道中的2种代表这两类通道，如图5、6所示。

关于图6所示的第二类信号通道，扰动信号经逆变器进入到直流部分，需进一步分析其经逆变器进入更内部后的通道，如图2虚线以左部分。根据Boost电路的开关控制，分为如下二种情况：

在图2Boost电路中IGBT导通情况下(情况1)，二极管呈截止状态，信号将直接通过直流电容Cdc流出逆变器，不再进入风机更内部的Boost电路和整流器及同步发电机部分。情况1下的等值测量阻抗如图7中右图部分所示,与更内部的Boost、整流器和同步发电机无关。

在图2Boost电路中IGBT关断情况下(情况2)，二极管呈导通状态，左侧直流部分为电容Cdc充电，极小的扰动信号将叠加在大的原***直流充电电流之上，进入Boost及后续部分，尽管信号电流成分方向与二极管导通方向相反。二者叠加后的合电流仍与原***直流充电电流相同。

对于该情况，根据不可控整流电路的原理，整流器的6个桥臂在每时每刻有且仅有2个桥臂导通(一个来自上方3个桥臂之一，另一个来自下方3个桥臂之一)，同相上下二个桥臂除外。扰动信号叠加在整流电流之上，与上文同理，由2个导通状态的整流桥臂进入与这2个桥臂相连的同步发电机两相，尽管信号电流方向与二极管导通方向相反。再由同步发电机的等值模型和三相电路对称性，得情况2下的信号通道及等值阻抗图，包含了Boost、整流器和同步发电机等部分，如图7。图中小箭头为扰动信号流向，大箭头为扰动信号与原***直流充电电流的合电流方向。

图7中，LSG为同步发电机单相等值电感，Cdc为直流稳压电容，其电容值极大，Ldc为Boost中续流电感，其电感值大，根据XL＝ωLdc，XC＝1/ωCdc，将有XL远大于XC，高频下，ω的放大作用将更使XL远大于XC，千赫兹级时超过103～104倍，忽略直流电容Cdc的左侧支路，等值阻抗与第一种情况下的等值阻抗趋同。即，进入到Boost、整流器、同步发电机等的扰动信号分流极小。

综合本部分，整个PMSG风机在对外部扰动信号的响应上，呈现的是逆变器部分的响应特性，就测量阻抗法而言，其在外部扰动信号下，对外呈现两种阻抗特性：短路阻抗特性和电容阻抗特性，如图8所示。

逆变器外部测量阻抗特性模型为：0和XC两种阻抗状态高频切换的动态时变阻抗特性，且每种阻抗状态持续时间为变化值。动态切换规律与AB相间电压PWM波变换规律一致。在高频情形下，使XC＝1/ωC测量阻抗值趋于0(稳压电容C亦为大电容)，高频下两种阻抗状态趋同，从而成功将逆变器的动态时变阻抗特性，转化为恒态阻抗特性。

鉴于本方法的分析基础和条件，应用本发明所述方法所得模型不受风机运行条件(如风速与出力)和不同风机控制策略(只要采用PWM基本原理，目前逆变器基本采用PWM控制)的局限，故能适用于多台、多类型逆变器类电源集群，如多逆变器光伏***、永磁直驱风机多机集群、及多种逆变器类电源混合多机集群。

需要说明的是，上述实施方式仅为本发明较佳的实施方案，不能将其理解为对本发明保护范围的限制，在未脱离本发明构思前提下，对本发明所做的任何微小变化与修饰均属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1、根据逆变器开关规律进行通道分析，由不同相的电压和电流及其相对关系，能完全确定相关相的电流通过器件的组合，分析得出外部扰动信号进入逆变器的动态通道及其转换规律；

步骤2、对信号通道进行分类：经开关元件直接短路的通道和经开关元件进入直流部分的通道；对经开关元件直接短路的通道，信号到达深度直接判定为仅到达逆变器，与逆变器以后的Boost电路、整流器和同步发电机或光伏电流源的部分无关；对经开关元件进入直流部分的通道，Boost电路中IGBT控制导通时，Boost中二极管呈反向截止状态，此时信号经直流电容流出，不再进入Boost电路；进一步分析信号经过逆变器后的后续通道；

步骤3、根据信号通道分析结果，通过归纳和等值，求得逆变器并网类电源的外部测量阻抗特性；

步骤4、在外部测量阻抗特性基础上，进行动态时变阻抗向恒态阻抗的转化。

2.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述阻抗模型优化方法鉴于孤岛和正常运行时均有三相结构对称性，A、B相间电气量和参数已足够反映其整体阻抗特性，采取外部扰动信号注入于***公共耦合点方式。

3.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述阻抗模型优化方法的基础为：

(1)与原***电流相比，外部注入信号小，按照叠加原理叠加在原***大电流之上，不影响原电流的正负和原有通断控制规律；

(2)所关心频段范围内，电力电子器件视为理想器件，即通态视为短路，断态视为开路。

4.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述步骤1中，通道分析原理和方法为：

步骤101、基于同一相上下桥臂的互补导通控制原理和直流电容的电位钳制作用，得某桥臂中的IGBT的通断控制完全对应于其所在的该桥臂整体的电流通断，即：IGBT控制导通时，则该桥臂必有电流通过，但通过器件不定；IGBT控制关断时，则该桥臂也必无电流通过，其IGBT和续流二极管都是断态，从而由该相PWM电压控制确定该相中桥臂整体的电流通断；

步骤102、在步骤101基础上，基于桥臂中二极管的续流作用，由某相瞬时电流方向，进一步确定该桥臂中的具体电流通过器件为IGBT还是续流二极管；

步骤103、基于步骤101、步骤102的单相分析方法，由不同相的电压和电流及其相对关系，能完全确定相关相的电流通过器件的组合，从而得到扰动信号的通道路径及其变换规律。

5.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述步骤2中，信号经过逆变器后的后续通道的分析方法如下：

Boost电路中IGBT控制关断时，二极管呈导通状态，流过大的直流充电电流；扰动信号电流叠加在直流大电流之上，将通过二极管、经Boost电路到达整流器；再根据整流器中上下桥臂互补导电控制和三相瞬时电压相互的电位钳制作用，扰动信号电流将叠加在大的整流电流上，经上面三个整流桥臂中正在导通的一个和下面三个中正在导通的一个，从整流器到达同步发电机中与这两个导通桥臂对应的两相。

6.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述步骤3中，求得逆变器并网类电源的外部测量阻抗特性的方法为：以步骤1、步骤2中通道分析及归类为基础，基于三相对称性和理想开关器件原则，并利用电路中续流电感L值和稳压电容C值将使在一定频率ω下感抗X_L＝ωL_dc远大于容抗X_C＝1/ωC_dc的特征，进行支路等值处理，C_dc为直流稳压电容，L_dc为Boost中续流电感，等值后得到以X_C＝1/ωC_dc和0两种阻抗状态快速交替变化的阻抗特性，外部测量阻抗特性实质上呈现为逆变器部分的阻抗特性。

7.根据权利要求1中所述的一种外部扰动信号下逆变器并网类电源测量阻抗模型优化方法，其特征在于，所述步骤4中，采用高频扰动信号成分，使高频下容抗X_C趋同于0阻抗状态，从而将动态时变阻抗特性，转换为简单且实用的恒态阻抗特性。