CN105281682B - 低功耗双向降噪低噪声放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种低功耗双向降噪低噪声放大器，旨在提供一种噪声系数低，可靠性高，增益稳定，能够消除共栅管沟道热噪声、降低共源管沟道热噪声和共源端负载电阻热噪声的低功耗双向降噪低噪声放大器，本发明通过下述技术方案予以实现：阻抗下变换网络通过共栅极放大电路并联带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大电路，其中，共栅极输入放大电路由MOS管M1串联MOS管M3及其串联在MOS管M3漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成；共源极输入放大器电路由连接MOS管M2源极的电容C3串联MOS管M2串联MOS管M4，并联在MOS管M2栅极与MOS管M4漏极之间的反馈电阻R3，以及串联在MOS管M4漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成。
Description
技术领域
本发明涉及一种无线通信领域射频接收机中的射频集成低噪声放大器，尤其涉及一种采用双向降噪技术的低噪声放大器。
背景技术
低噪声放大器是无线通讯***中接收机的重要组成部分，它的噪声和增益等参数直接影响着接机收的噪声系数和灵敏度等性能指标。在接收***中它总是处于前端的位置，主要对整个***接收的微弱信号进行放大，并降低噪声的干扰，制约着整个接收***的性能。低噪声放大器对整个***的噪声特性起决定性作用，这就要求它的噪声系数越小越好。为了抑制后面各级噪声对***的影响，还要求它具有一定的增益。与普通放大器相比，低噪声放大器一方面可以放大***的信号，保证***工作的正常运行；另一方面可以减小***的杂波干扰，提高***的灵敏度。因此，对于低噪声放大器，注重的是要求放大器有极低的噪声系数同时又能得到一定的增益，这样就必须在噪声和增益之间取折中方案。低噪声放大器的主要性能指标有噪声系数、增益、输入输出驻波和带内增益平坦度等。其中：1.噪声系数反映信号通过低噪声放大器后的恶化程度，总是希望越小越好，是低噪放设计最关键的指标，噪声系数的大小主要与晶体管的静态工作点、负载电阻和信号源内阻有关。2.宽带低噪声放大器难以满足低噪声要求。3.低噪声放大器应该有一定的增益，以抑制后面各级对***噪声系数的影响，但其增益不宜太大，避免后面的混频器产生非线性失真。4.增益平坦度指工作频带内增益的起伏，不允许增益有陡变。低噪声放大器作为绝大多数射频接收机的第一个有源模块，其作用可以说是非常重要的。对于宽带应用的射频接收机，一个宽带的低噪声放大器是必不可少的。在诸如移动终端的应用中，低功耗也是一个重要需求。而在低噪声放大器的设计中，低功耗是当下研究的难点和热点，特别是在保证带宽、噪声性能没有恶化的基础上实现降低功耗的电路。在种类繁多的低噪声放大器电路中，具有低输入阻抗特点的共栅低噪声放大器是宽带输入匹配的常规选择之一；带电阻负反馈的共源低噪声放大器也是常常被运用来实现宽带输入匹配的常规选择之一。常规的差分输入低噪声放大器虽然能够很好地抑制共模噪声，但在这些设计中，往往需要一个巴伦变换器，将一个单端输入信号转换为差分信号。在没有采用巴伦变换器的情况下，传统的共栅-共源降噪结构低噪声放大器能够实现单端输入、双端输出，同时，共栅管的沟道热噪声被完全消除。但是，对于传统的共栅-共源降噪结构低噪声放大器，要直接降低共栅管的电流是困难的，因为共栅管需要提供50欧姆的输入阻抗匹配；同时，共源管的跨导值也需要设定到一个较高的值，才能够达到抑制其噪声的效果，但这样会导致共源管消耗的电流过大，功耗过高。
发明内容
本发明的目的是针对现有低噪声放大器技术的不足之处，提供一种噪声系数低，可靠性高，增益稳定，不仅能够为低噪声放大器提供差分输出，还能消除共栅管沟道热噪声，可以降低共源管沟道热噪声和共源端负载电阻热噪声的低功耗双向降噪低噪声放大器，以解决接收频段在1GHz到2GHz范围内传统共栅-共源消噪技术结构的高功耗问题。
为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：一种低功耗双向降噪低噪声放大器，包括:阻抗下变换网络、共栅极放大电路，其特征在于：阻抗下变换网络通过共栅极放大电路并联带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大电路，其中，共栅极输入放大电路由MOS管M1串联MOS管M3及其串联在MOS管M3漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成；共源极输入放大器电路由连接MOS管M2源极的电容C3串联MOS管M2,MOS管M2串联MOS管M4，并联在MOS管M2栅极与MOS管M4漏极之间的反馈电阻R3，以及串联在MOS管M4漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成；阻抗下变换网络通过MOS管M1源极串联电容C3和MOS管M2栅极；电容C3将共栅极放大电路与共源极放大电路的直流通路隔离开。
本发明相比于现有技术具有如下有益效果。
本发明低噪声放大电路采用共栅极放大电路,共源极放大电路形成的双向降噪技术和降功耗技术，通过合理地选择输入阻抗下变换网络中的电容值和电感值，使得在更低功耗的情况时，在1GHz到2GHz频段上仍然能够获得良好的输入匹配。
本发明可以通过合理地调节放大管、反馈电阻和负载电阻的尺寸，最终使得共栅放大管的沟道噪声被完全消除，共源放大管的沟道噪声以及共源端负载电阻的热噪声被部分消除。
本发明通过一个阻抗下变换匹配网络，使得电路在低功耗的情况下仍然能够有良好的输入匹配性能；MOS管M1构成的共栅极输入放大器和MOS管M2构成的共源极输入放大器，不仅能够为低噪声放大器提供差分输出，还能消除MOS管M1的沟道热噪声；电阻R3构成的负反馈通路不仅能够降低输入阻抗，还能部分消除MOS管M2的沟道热噪声和电阻R2的热噪声。
本发明采用阻抗下变换器和增加反馈电阻的新型共栅-共源低噪声放大器。通过调节R1、R2和R3的值，使得共栅管M1的沟道噪声被完全消除，共源管M2的沟道噪声以及R3的热噪声被部分消除。
本发明提供了一种在1GHz到2GHz频率范围内实现低功耗低噪声放大器的电路。
附图说明
图1是本发明低功耗双向降噪低噪声放大器的电路结构框图；
图2是图1的电路原理示意图。
图3是图1输入阻抗下变换网络的一种实现形式。
图4是图3输入阻抗下变换网络对共栅极输入阻抗进行变换的史密斯圆图。
图5是图1共栅极放大电路与共源极放大电路的输入阻抗简化示意图。
图6为本发明低功耗双向降噪的低噪声放大器的输入匹配、增益和噪声系数仿真结果。
图7是简化低功耗双向降噪低噪声放大器的示意图。
图8是仿真曲线示意图。
具体实施方式：
参阅图1、图2。在以下实施例描述的一个最佳实施例中，低功耗双向降噪低噪声放大器包括:阻抗下变换网络,共栅极放大电路和带反馈电阻的共源极放大电路；共栅极放大电路与带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大电路；其中，MOS管均为N型金属氧化物半导体场效应晶体管。共栅极输入放大电路和带反馈电阻的共源极放大电路都采用了cascode结构。共栅极输入放大电路由MOS管M1串联MOS管M3及其串联在MOS管M3漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成；共源极输入放大器电路由连接MOS管M2源极的电容C3串联MOS管M2，MOS管M2串联MOS管M4，并联在MOS管M2栅极与MOS管M4漏极之间的反馈电阻R3，以及串联在MOS管M4漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成；阻抗下变换网络通过MOS管M1源极串联电容C3和MOS管M2栅极；电容C3将共栅极放大电路与共源极放大电路的直流通路隔离开。
MOS管M1的漏极连接MOS管M3的源极，对射频输入信号正向放大。MOS管M1的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb1，MOS管M3的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2，负载电阻R1一端接供电电压Vdd，另一端连接MOS管M3的漏极和射频信号正向放大输出端RFout1。电容C3一端连接MOS管M1的源极，另一端连接MOS管M2的栅极，将共栅极放大电路与带反馈电阻的共源极放大电路的直流通路隔离开。
带反馈电阻的共源极输入放大电路包括：连接电容C3的MOS管M2、源极与MOS管M2漏极串联的MOS管M4、并联在MOS管M4的源极与MOS管NMOSM2的漏极之间的反馈电阻R3和一端接供电电压Vdd的负载电阻R2；其中，MOS管M2的栅极连接电容C3和反馈电阻R3，电阻R3一端连接电容C3和MOS管M4的栅极，另一端连接电阻R2、MOS管M4的漏极和射频信号反向放大输出端RFout2，MOS管M4的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2。MOS管M2的源极接地，对射频输入信号反向放大。电阻R3为消除MOS管M2的沟道热噪声和电阻R2的热噪声提供了一个反馈通路。
为了便于理解共栅极放大电路的功耗和输入阻抗之间的关系，下面对M1管的输入阻抗和跨导做详细的推导：
1.通过小信号模型的近似计算，MOS管M1的源端输入阻抗由下式给出：
Zin＝1/gm1
2.M1管的跨导gm1、M1管的过驱动电压Vov1和沟道直流电流I1的关系由下式给出：
gm1＝2I1/Vov1
式中：Zin代表输入阻抗，gm1代表M1管的跨导，I1代表流过M1管的沟道直流电流，Vov1代表M1管的过驱动电压。为了在有限的直流电流下得到高的跨导，M1管的过驱动电压值被设置到了一个较低的水平。若保持过驱动电压不变，那么M1管的跨导和沟道直流电流成正比。如果输入阻抗Zin为50欧姆，且驱动电压Vov1为100mV，那么对应的直流电流I1为1mA。若为了节省功耗降低直流电流，会导致跨导降低，输入阻抗增大。在这种情况下，为了实现输入匹配，就需要用到阻抗下变换网络。
参阅图3。阻抗下变换网络由两个L型的电容与电感组合串联构成，电阻Rs为信号源RFin的内阻。阻抗下变换网络由两个L型的电容与电感组合串联构成，电阻Rs为信号源RFin的内阻。所述阻抗下变换网络包括：顺次串联的电容C1、电容C2、并联在电容C2两端的接地电感L1和接地电感L2，电感L2为共栅极放大电路提供了到地的直流通路。该阻抗下变换网络能够在1GHz到2GHz的频段内，将共源极输入放大电路和带反馈电阻的共源极输入放大电路的并联输入阻抗变换到与信号源的内电阻Rs相匹配的级别。
参阅图4。借助史密斯圆图，可以清晰地展示图3所述的阻抗下变换网络的阻抗变换过程。假定信号源内阻为标准的50欧姆，共栅极放大电路输入端的输入阻抗1/gm大于50欧姆，在1.5GHz时分析上述电路。首先，共栅极放大电路输入端的输入阻抗，也即阻抗下变换网络的负载阻抗，对应于a点；然后，将电感L2与共栅极放大电路输入端并联，此过程对应于在史密斯圆图上从原始点a沿着等电导圆旋转达到新的位置b，旋转量由电容的电纳决定；接下来，再与电容C2串联，此过程对应于在史密斯圆图上从b点沿着等电阻圆旋转达到点c；接下来，再与电感L1并联，此过程对应于在史密斯圆图上从c点沿着等电导圆旋转达到点d；最后，再与电容C2串联，此过程对应于在史密斯圆图上从d点沿着等电阻圆旋转达到点e。这表明在1.5GHz时，输入阻抗偏大的共栅极放大电路能够借助阻抗下变换网络实现与50欧姆内阻信号源的匹配。为了简便描述，将阻抗下变换网络的负载阻抗与50欧姆的比值定为β。仿真验证表明，β≈2时，图3所示电路仍然能够实现了1GHz到2GHz的宽带输入匹配。
参阅图5。为了方便输入阻抗计算，图5在图2的基础上省略了不会对输入阻抗产生影响的cascode管M3、MOS管M4和隔直电容C3。整个电路的输入阻抗为Zin。共栅放大电路和带负反馈电阻的共源放大电路并联节点的输入阻抗为Zin1。带负反馈电阻的共源放大电路为输入阻抗额外提供了一个并联的阻抗Zin2，以使输入阻抗得到进一步的降低。最终的共栅极放大电路与共源极放大电路的输入阻抗由下面公式给出，
式中：Zin代表输入阻抗，β为阻抗下变换网络的负载阻抗与50欧姆的比值，gm1代表M1管的跨导，gm2代表M2管的跨导。为了便于理解本发明所述的低功耗双向降噪低噪声放大器电路中采用的双向降噪技术，下面对其原理做详细说明：
参阅图6。为了方便噪声分析，图6在图2的基础上省略了不会对噪声计算产生影响的cascode管M3、MOS管M4和输入匹配网络。简化的低功耗双向降噪低噪声放大器，包括:共栅极放大电路和带反馈电阻的共源极放大电路。共栅极输入放大器电路由MOS管M1及其串联在MOS管M1漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成。共源极输入放大器电路由并联在电阻R3两端的串联MOS管M2及其串联在MOS管M2漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成。MOS管M1的沟道噪声电流从MOS管M1的源极流出，在共栅放大电路的输入端B点产生一个噪声电压VnB；VnB被共栅极电路放大，在共栅放大电路的输出节点A产生一个噪声电压VnA；同时，同等的M1管的沟道噪声电流从M1管的漏极流出，在共源放大电路的输出节点C产生一个噪声电压VnC；VnA和VnC具有相同的相位。通过调节各放大管和电阻的尺寸，可以使噪声电压VnA与VnC相等，从而使得M1管的沟道热噪声被消除。
参阅图7。为了方便噪声分析，图7在图2的基础上省略了不会对噪声计算产生影响的cascode管M3、M4和输入匹配网络。简化的低功耗双向降噪低噪声放大器，包括:共栅极放大电路和带反馈电阻的共源极放大电路。共栅极输入放大器电路由MOS管M1及其串联在MOS管M1漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成。共源极输入放大器电路由并联在电阻R3两端的串联MOS管M2及其串联在MOS管M2漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成。M2管与R2的噪声通过R3反馈到Rs，分别于D处与E处产生了两个相同相位的电压噪声VnD与VnE，E点得噪声通过MOS管M1被进一步放大，在F点产生了仍然是同相位的电压噪声VnF。VnD与VnF的关系由下式给出。
参阅图8。仿真显示，在1GHz到2GHz带宽上，S21的值介于22.5dB与23.5dB之间；S11小于-13dB；噪声系数NF介于2.4dB与2.8dB之间。
Claims (10)
1.一种低功耗双向降噪低噪声放大器，包括:阻抗下变换网络、共栅极放大电路，其特征在于：阻抗下变换网络通过共栅极放大电路并联带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大电路，其中，MOS管M1串联MOS管M3及其串联在MOS管M3漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成共栅极输入放大电路，其中MOS管M1的漏极连接MOS管M3的源极，对射频输入信号正向放大；共源极输入放大器电路由连接MOS管M2源极的电容C3串联MOS管M2, MOS管M2串联MOS管M4，并联在MOS管M2栅极与MOS管M4漏极之间的反馈电阻R3，以及串联在MOS管M4漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成，其中，电阻R3为消除MOS管M2的沟道热噪声和电阻R2的热噪声提供一个反馈通路；阻抗下变换网络通过MOS管M1源极串联电容C3和MOS管M2栅极，电容C3将共栅极放大电路与共源极放大电路的直流通路隔离开；在MOS管M1构成的共栅极输入放大器和MOS管M2构成的共源极输入放大器中，M1管的沟道噪声电流从M1管的源极流出，在共栅放大电路的输入端B点产生一个噪声电压VnB，VnB被共栅极电路放大，在共栅放大电路的输出节点A产生一个噪声电压VnA，同时，同等的M1管的沟道噪声电流从M1管的漏极流出，在共源放大电路的输出节点C产生一个噪声电压VnC；VnA和VnC具有相同的相位；M2管与R2的噪声通过R3反馈到Rs，分别于D处与E处产生了两个相同相位的电压噪声VnD与VnE，E点得噪声通过MOS管M1被进一步放大，在F点产生了仍然是同相位的电压噪声VnF。
2.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, 阻抗下变换网络以共栅极放大电路输入端的输入阻抗作为负载阻抗，电感L2并联共栅极放大电路输入端，并与旋转量由电容决定的电容C2串联，再与电感L1并联，然后再与电容C1串联，借助史密斯圆进行阻抗变换，对应于史密斯圆，从原始点a沿着等电导圆旋转达到新的位置b，对应于史密斯圆，从c点沿着等电导圆旋转达到d点；从d点沿着等电阻圆旋转达到史密斯圆点e，输入阻抗偏大的共栅极放大电路借助阻抗下变换网络实现与信号源内阻的匹配。
3.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, MOS管M1的栅极由偏置电路给定偏置电压Vb1，MOS管M3的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2，MOS管M4的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2。
4.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, 负载电阻R1一端接供电电压Vdd，另一端连接MOS管M3的漏极和射频信号正向放大输出端RFout1。
5.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, 电容C3一端连接MOS管M1的源极，另一端连接MOS管M2的栅极，将共栅极放大电路与带反馈电阻的共源极放大电路的直流通路隔离开。
6.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于,共源极输入放大电路包括：连接电容C3的MOS管M2、源极与MOS管M2漏极串联的MOS管M4、并联在MOS管M4的源极与MOS管NMOSM2的漏极之间的反馈电阻R3和一端接供电电压Vdd的负载电阻R2；其中，MOS管M2的栅极连接电容C3和反馈电阻R3，电阻R3一端连接电容C3和MOS管M4的栅极，另一端连接电阻R2、MOS管M4的漏极和射频信号反向放大输出端RFout2，MOS管M4的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2。
7.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, MOS管M2的源极接地，对射频输入信号反向放大。
8.权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于,阻抗下变换网络由两个L型的电容与电感组合串联构成，电阻Rs为信号源RFin的内阻，该阻抗下变换网络能够在1GHz到2GHz的频段内，将共源极输入放大电路和带反馈电阻的共源极输入放大电路的并联输入阻抗变换到与信号源的内电阻Rs相匹配的级别。
9.根据权利要求1或8所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, 抗下变换网络包括：顺次串联的电容C1、电容C2、并联在电容C2两端的接地电感L1和接地电感L2，电感L2为共栅极放大电路提供了到地的直流通路。
10.根据权利要求1所述的低功耗双向降噪低噪声放大器，其特征在于, 共栅极放大电路与共源极放大电路的输入阻抗由下面公式给出，
式中：Zin代表输入阻抗，β为阻抗下变换网络的负载阻抗与50欧姆的比值，gm1代表M1管的跨导，gm2代表M2管的跨导。
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| CN204697010U (zh) * | 2015-07-15 | 2015-10-07 | 广西师范大学 | 宽带低噪声放大器 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105281682A (zh) | 2016-01-27 |
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